DIP-8封装单片高压功率型开关电源模块

作用，平波电感L1的数值在几十µH即可满足对纹波电压的要求，甚至可以不用L1。单端反激式变换器的整流脉宽可超1／2周期，故在市电波动较大的场所仍能保有良好的电压调整率。

2.4.2 源电压波动时的稳压过程

当市电AC220V出现波动时，T1原边绕组W1中的的电流幅值也会相应变化，立即显现到芯片内取样电阻RS上，过电流比较器即调节PWM脉宽，相应调节输出电压。该过程在整个稳压过程中，起着绝对主导作用。与此同时，集成可调基准稳压器N3输入端1脚的电压相应变化，引起其输出端3脚电压反向的变化，再通过光耦N2使集成电源变换器N1的控制端3脚FB电压，使N1内的功率MOSFET的栅极脉宽和输出端电压反向变化，从而将输出电压最大限度地恢复到外电压波动前的数值上。即：源电压的波动，得到电流控制工作模式的及时应对，内环控制的采样电路置于过电流比较器反相输入端，源电压效应优于0.01％。外环的电压控制工作模式也参与应对，其作用小于电流控制模式，响应速度也较低。

2.4.3 负载波动时的稳压过程

（1） 负载波动时工频整流滤波电压相应波动

当市电电压不变，负载波动时，电容C6上的电压相应波动，图2中RS上电压相应变化，过电流比较器及之后环节及时实施脉宽调节，调节精度优于0.01%，即C6上的电压变化时，输出脉宽反向变化，确保图3电路输出电压不变。这实际就是2.4.2条的电流控制的稳压过程，VIPer22A型电源的负载调整率就有条件优于普通变换器型开关电源。

（2） 负载波动时高频变压器原边绕组电流相应波动

当市电电压不变，负载波动时，W1绕组电流相应波动，图2中过电流比较器的同相输入端电压也相应变化，并及时调节脉宽，保有优于0.01％稳定精度。

（3） 负载波动时VIPer22A中功率MOSFET漏-源极间电压随之波动

负载波动所引起的变压器原边和功率MOSFET上漏-源极间（导通电阻为15Ω）的电压降波动，必然引发取样电阻RS上的电流和电压波动，反馈到过电流比较器的反相输入端，内环控制PWM,将影响降至最低，确保输出电压的稳定，调整精度优于0.01%。即VIPer22A内环的电流控制将变压器副边及副边以前的电压波动所产生的影响降至微乎其微。

（4） VIPer22A低负荷条件下的自动间歇工作模式也优化了负载调整率

该芯片另外还有低负荷条件下的自动间歇工作模式（见以下3．2．4），抑制了轻载时的输出电压上升。该电路的以上4个特点，是普通电压控制型开关电源所没有的，因此能确保其负载效应显著优于普通电电压控制型开关电源。

（5） 外环的电压控制模式也参与稳定负载变化所引起的输出电压波动

与此同时，负载波动时，W3绕组及其输出端电压也有波动，所以处于芯片外环的电压控制模式投入运行应对，以保持输出电压稳定，但精度与响应速度都劣于内环。

（6） VIPer22A负载效应优于电压控制型开关电源，但仍劣于自身的源电压效应

市电供电的变换器型开关稳压器，其源电压效应优于负载效应是一规律。VIPer22A电源负载效应虽优于普通变换器电压控制型开关电源，但也劣于自身的源电压效应，未超越这一规律。

3. 过热、过流和过压保护功能与自动重启

3.1 过热保护

图3所示的开关稳压电源，芯片N1中封装着发热的主要元件功率MOSFET和过热保护环节，一旦芯片出现170℃高温，保护环节输出信号作用于RS触发器，即截断了功率MOSFET上的触发脉冲，参见图2。芯片关断后，温度逐渐下降，下降到40℃后，才能恢复运行，迟滞温度为40℃。

3.2 过流保护

3.2.1 电流取样的特点

通常的功率MOSFET电流取样，都是在S极，全电流，耗损大；VIPer22A则在临近S极的感应极取样，其流过电阻RS的感应电流IS (如图2所示)，正比于流过功率MOSFET的D极电流ID，IS／ID＝1／560，功耗甚微，这是该器件的另一大优点。

3.2.2 过流保护过程

当功率MOSFET电流ID增大到某一个数值时,电流取样电阻上的电压≥0.23V ，即

过电流比较器输出高电平，通过前沿闭锁电路和RS触发器，将功率MOSFET栅极脉冲关闭，达到了过电流保护的目的。过电流过后，电路自动恢复运行。

3.2.3 无反馈时的过流保护过程

当FB端接地，也即无外环反馈时，输出电压增大，电流增大，漏极电流ID将比上节所述大，由图2可知，相当于RS与R1并联，阻值减小,流过功率MOSFET的D极的电流增大，达极限电流，即

但不会无限增大，最大是芯片的极限值0.7A。

3.2.4 低负荷条件下的自动间歇模式

当电源空载或是流过功率MOSFET的漏极电流小于或等于极限值的12％—约为85mA时，芯片N1会自动进入间歇工作状态，既保证低负载时的正常运行，又可以降低整机功耗，安全系数也会更高。

3.3