基于LCC谐振变换器的高压直流电源设计

根据效率公式绘制出不同负载下逆变器效率曲线，如图4c所示。由图可知，fsN>1时，Q越小，即负载电流越大，效率越高。fsN1时，负载电流越小，效率越高。

3 闭环控制系统

整个闭环控制系统框图如图5所示。控制器、移相器和A／D转换都由主芯片dsP IC30F6010A实现。移相控制可以直接由DSP数字编程得到，因此无需D／A转换。

此处采用PI控制器进行闭环控制，其频域范围内的传递函数为：us／es=kp+ki／s。

采用后向欧拉法进行数字化：

uk=Tski+kp(ek-ek-1)+uk-1 (7)

式中：kp，ki；分别为比例、积分系数。

由于移相控制器是靠数字方法实现的，输入和输出的调节均为瞬时，当控制器输出电压很大时，变换器会有振荡现象，需要在移相控制后加上一阶滤波网络消除振荡。

4 实验过程及结果

为验证结果的正确性，设计一台基于LCC谐振逆变器的高压直流电源基本参数为：输入电压(220+20％)V；输出电压35 kV；输出功率0～7 kW。

根据设计要求，确定高频高压变压器的基本参数：磁芯型号UU80x65x40；匝数比1：146；初、次级匝数分别为32和4672；磁芯个数为2。

变压器折算到初级的漏感为75．4μH，分布电容为44．2 nF。取满载时Qf=3，α=1，得到总串联谐振电感和串联谐振电容的值为187μH，308 nF。考虑分布参数的影响，取Ls=110μH，Cs=300 nF，Cp=260 nF。其中，驱动芯片采用HCPL-316J；IGBT采用SKM150GB128D，额定电压为1 200 V，额定电流200 A。采用差分方式进行采样，通过HCPL-788J对电压电流采样信号隔离。控制芯片采用dsP IC30F6010A，其主要功能是产生PWM驱动波形，根据图5进行移相和调频控制，实现全负载范围内软开关，开关频率变化范围为18～25 kHz，由图4b，考虑死区时间，得到对应的占空比变化范围为0．5～0．85，能够在全负载内保持输出电压恒定。

整个闭环控制计算过程按照式(7)在DSP中直接实现，通过反复实验，取Ts=50μs，kp=4，ki=600时，电源对负载波动的稳定效果最好，负载的纹波最小。

按照上述参数进行实验，图6示出实验波形。

可见，满载时，fs=18 kHz，Dmax=0．85；空载时，fs=25 kHz，Dmin=0．5。在整个负载变化范围内，iLs和uCs都是按照正弦规律变化。空载时，iLs波形出现了断续，这是占空比减小引起的，此时开关管依然可实现零开关。iLs超前于uCs，整个逆变器呈感性。从空载到满载变化时，效率会先增加随后稍减，这是由于满载时开关管工作频率低于谐振频率。空载时效率最低，其值为75％。

图6d对比了硬PWM模式与采用LCC谐振逆变器的负载电压波形。由图可知，输出高压直流幅值为35 kV。采用硬PWM模式进行逆变，每个周期输出电压都有很大尖峰，容易损坏功率器件。采用LCC谐振逆变器后能使每个开关管实现软开关，输出电压尖峰明显减小，提高了逆变器的效率。

5 结论

通过对测量波形进行数据分析，可得如下结论：①开关管和反并联二极管在全负载范围内实现软开关；②整个直流电源平均效率达到87％；空载时，效率能够达到75％；③输出电压35 kV，通过闭环控制，纹波系数小，负载电压纹波控制在5％以内；④电源体积小，质量轻。

此处给出的设计方法对于串并联谐振参数的设计具有参考价值。与传统方法相比，该设计方法考虑了变压器本身分布参数影响，在频率变化范围不大的前提下，通过移相PWM控制实现开关管和反并联二极管的软开关。通过图示方法设计谐振参数，简单直观，实验验证了设计的正确性。