5GHz WLAN CMOS正交下变频电路设计

关，这种结构的电路只能应用在窄带范围内；其次，电感在片上集成占用的面积较大，会增加很大的制造成本，且电感模型也不够精确，仿真值和实际值误差较大，造成制造后的成品率不能保证。因此，在本次设计中采用了电阻来形成源级退化的电路结构。

　　b. 电流注入

　　在传统的吉尔伯特混频器中，为了提高混频器的增益和线性度，在M5和M6处我们需要有较大的直流，但是这会使直流在负载电阻和开关管上的压降增大，造成直流工作点的偏移，不能保证混频器的正常工作。为了解决这个矛盾，我们在吉尔伯特混频器的开关管中间额外加入两个电流源，形成两个注入电流。如上图3标号②所示。

　　采用电流注入有诸多优点：第一，采用电流注入可以在电源电压不变的情况下，有效地提高混频器的线性度；第二，可以减小由于MOS管开关工作不理想所带来的闪烁噪声，从而减小混频器的噪声系数，同时可以减小开关管的尺寸，使本振负载减小；第三，由于增加了电流注入，使流过负载电阻的直流减小，在保持电路直流工作点不变的情况下，增大负载电阻，从而增大混频器的增益。而且由于负载电阻的增大，我们可以方便地在负载电阻端并联一个较小的电容，实现片上的RC低通滤波电路。

　　下变频器结构

　　下变频器的总体电路结构如图4所示。主要包括输入阻抗匹配、混频器单元和后级输出缓冲三个部分。

　　a. 输入阻抗匹配

　　对于射频电路，输入与输出的信号电平和阻抗是重要的设计参数，不同模块之间的阻抗匹配是一个重要的技术指标。如图4所示，射频信号和本振信号的直流电平分别通过R1和R2、R3和R4分压得到，输入信号通过和50Ω匹配电阻相接，对于差分的输入信号，O点相当于虚地，这样就实现了50Ω的阻抗匹配。

　　b. 混频器单元

　　通过上面的分析，我们给出了改进后的吉尔伯特混频器的具体电路结构，见图4。我们通过一个PMOS管和一个电阻实现注入电流，通过PMOS的源级接电阻来增大电流源的内阻，使得并联电流源内阻对负载电阻的影响减小。可以通过调节电阻值和偏置电压的大小来改变注入电流的大小。需要指出的是，注入电流值不宜过大也不能太小，过大或过小都会造成系统中本振VCO的相位噪声变差。

　　由于混频器工作的电流较大，因此可以考虑两个相同的电流源并联来提供工作电流，此时的退化电阻可以接在两个电流源之间。采用这种结构，工作直流在退化电阻中没有压降，这样就提高了混频器的净空电压，相应的线性度也提高。但是由于采用了两个电流源，我们在下变频器版图的布局过程中需要特别注意，因为布局稍有不合理就会造成管子的不匹配，使得下变频器的噪声系数增大。

　　c. 输出缓冲

　　在实际 测试中，下变频器的输出接50Ω负载，因此需要通过输出缓冲来增大其驱动能力。输出缓冲采用差分放大器的结构，与下变频器单元的输出直接耦合。在设计时考虑放大器增益的同时也需要考虑它的线性度。

　　模拟结果

　　本次设计采用了Cadence公司的Spectre模拟仿真工具对电路进行仿真。

　　应用Spectre里的周期性稳态分析pss（Periodic Steady State）工具和pnoise噪声分析工具进行模拟。根据802.11a协议及接收机系统结构的要求，我们对下变频器在125M（本振频率在1036M－1161M间变化）的带宽内进行了模拟仿真。从下变频器增益、1dB压缩点和三阶截点随频率变化的曲线可以看出，下变频器的各项性能随频率的变化很小，1dB压缩点为－6.6Bm，三阶截点（IIP3）为3.64dBm。50Ω负载输出增益为2.8dB，噪声系数为23dB。芯片采用1.8V标准电源供电，单个下混频器的功耗约为40mW。表1是对下变频器性能指标的总结。