新型高频链逆变器研究分析

。

7)输出滤波电感电流ILf

输出滤波电感电流ILf由式(7)决定：

ILf =

(7)

式(7)中，

为输出电压的角频率。

8)功率器件的电压、电流应力

采用全桥桥式拓扑时，逆变桥功率开关S1～S4承受的最大电压应力皆为UDSmax=Uimax,其最大有效值电流应力为Ilmax/

、峰值电流应力为

Ilmax;周波变换器功率开关S5A～S8B稳态时最大电压应力皆为UimaxN2/N1,其有效值电流应力为I2max/

、峰值电流应力为

I2max。

5. 实验结果

设计实例：全桥桥式拓扑，移相控制策略，输入电压Ui=270V±10% DC，输出电压Uo=115V/400HzAC，额定容量S=1kVA，开关频率Fs=50kHz，变压器原、副边匝比为N1/N2=25/20，变压器磁芯选用Mn-Zn铁氧体R2KBD材料PM62×49, 输入滤波电感L=300μH，输入滤波电容C=4.75μF,输出滤波电感Lf=0.5mH，输出滤波电容Cf=4.75μF。功率开关S1-S8b均选用IRFP460 MOSFET(20A/500V)，两片移相控制芯片UC3879用于实现移相控制。

双向高频环节逆变器原理试验波形如图5所示。图5(a)变压器原边绕组电压波形,其为高频三态双极性SPWM波;图5(b)周波变换器功率开关S6的漏源电压和驱动电压波形，实现了零电压开关(ZVS);图5(c)为两片UC3879输入的电压移位误差放大信号Ue1*、Ue2*，经电压移位后，原先互相反相的双极性电压误差放大信号变换为单极性信号;图5(d)为周波变换器两组功率开关之间的重叠导通时间波形，实现周波变换器的换流;图5(e)为输出电压波形，良好的正弦波形证实了理论分析的正确性。

横坐标：10µs/格 纵坐标： 100V/格

(a)变压器原边绕组电压波形

CH1：漏源电压 横轴：5µs/格 纵轴：50V/格

CH2：驱动电压 横轴：5µs/格 纵轴：5V/格

(b)周波变换器功率开关S6的漏源电压和驱动电压波形

CH1：Ue1* 横轴：500µs/格 纵轴：1V/格

CH2：Ue2* 横轴：500µs/格 纵轴：1V/格

(c)两片UC3879输入的电压移位误差放大信号Ue1*、Ue2*

CH1：功率开关S5、S6的控制信号 横轴：2µs/格 纵轴：5V/格

CH2：功率开关S7、S8的控制信号 横轴：2µs/格 纵轴：5V/格

(d)周波变换器两组功率开关之间的重叠导通时间波形

横坐标：1ms/格 纵坐标： 100V/格

(e)输出电压波形

图5 双向高频环节逆变器原理试验波形

6. 结论

(1)双向高频环节逆变器电路结构由高频逆变桥、高频变压器、周波变换器等构成，具有双向功率流、拓扑简洁、高频电气隔离、两级功率变换(DC/HFAC/LFAC)等优点。

(2)采用移相控制策略，双向高频环节逆变器实现了周波变换器的零电压开关(ZVS)、输出滤波器前端电压为单极性SPWM波、输出滤波器体积重量小、输出波形质量高等优点。

(3)原理试验结果证实了理论分析的正确性。

参考文献

[1] SPWM DC-AC Converter With High Frequency Link[C]. Lai Xiangdong ,Wu Baofang,Dai Zhiping,Yao Guoshung,Qi Yingchuan.IPEMC,1997:316-319.

[2]“单极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器的研究”， 道炼、张友军，《中国电机工程学报》，2003，No.4，pp.27~30.

[3]“一种具有高频环节的SPWPM变换电路的研究”，吴保芳等，电力电子技术，1997，No.2，pp.44~47.

[4]Novel Static Inverters With High Frequency Pulse DC Link . IEEE Trans.Daolian Chen , Lei Li . Power Electron.2004,19(4):971~978

[5]New conversion system for UPS using high frequency link[J]I.Yamato,N. Tokunaga,Y. Matsuda,H. Amano,Y. Suzuki..IEEE PESC，1988：658-663