正激变换器中同步整流驱动分析

时间仅由变压器的复位电压决定时,主开关管关断后D2 的转换时间依赖于副边电压的跌落时间和输出电流从二极管D2 到晶体管Q3 的换向时间( Toffcom) 。变压器副边电感决定换向时间Toffcom ,也决定主开关管开通后,从二极管D3 到晶体管Q2换流所需的换向时间( Toncom) 。副边电感包括变压器的漏电感、SRs 的封装(寄生或杂散) 电感和副边交互电感。与D3 在Toncom期间产生的导通损耗对SR3 总体损耗的影响相比,D2 在Toffcom期间产生的导通损耗对SR2的总体损耗的影响要大得多。为了减少换向时间,副边的电感量应该尽量小,尤其要注意的是减小变压器的漏电感,这对于减少SRs 的门极驱动电压损失特别重要。SRs 体二极管的导通,不仅增加导通损耗,而且也带来在体二极管关断期间,出现在另一个SR 的体二极管和晶体管之上的由于反向恢复引起的功率损耗。反向恢复引起的功率损耗与恢复电荷Qrr 、频率和副边电压成比例,一般通过给SR2 和SR3 并联肖特基二极管来消除。

　　1. 2 　有源箝位自驱动同步整流正激变换器

图3 　有源箝位自驱动同步整流正激变换器

　　如图3 所示为有源箝位复位方式的自驱动正激变换器电路[5 ] 。它的主要波形如图4 所示。因为变压器磁芯在几乎整个主开关管关断期间被复位,所以这种复位方式将死区时间减至最小。结果晶体管Q3 的导通时间被最大化,D2 传导磁化电流的时间被最小化。因此相对于RCD 箝位方式,有源箝位复位方式变换器的转换效率有所提高。同时,有源箝位复位方式减小了主开关管上的电压应力。此外,适当调整变压器的磁化电感,可使主开

图4 　有源箝位自驱动同步整流正激变换器波形图

　　(a) 主开关管门极驱动信号　(b) 主开关管漏源极电压　(c) 流过同步整流管SR2 的电流　(d) 流过同步整流管SR3 的电流关管在零电压下开通。与采用RCD 箝位方式的电路相比,有源箝位方式的缺点是需要一个额外的开关管和相应的驱动电路。所以使用肖特基二极管与SR2 并联来提高RCD 箝位电路效率的方法应该比采用有源箝位方法更简单、经济。而在需要着重考虑电压应力和软开关的同步整流应用中,有源箝位方法是一个不错的选择。虽然自驱动同步整流易于实现,但驱动波形质量不如外驱动电路理想,而且不适于在输入电压变化范围较大的情况下使用。对于在图1 和图3 中所示的自驱动同步整流,最大可接受的输入电压范围很大程度依赖于输出电压。因为SR2 的门极驱动电压与输入电压成一定比例,所以输出电压越高, 可接受的输入电压范围就越窄。同样,最小副边电压(如门极驱动电压) 依赖于所需的输出电压和最大占空比。如果输入电压范围较宽并且输出电压相对较高( > 5 V) ,门极驱动电压在上限有可能超过(或接近) 最大允许门极驱动电压。可以用一个单独的绕组给Q2 提供门极驱动信号来消除输出电压对门极驱动电压幅度的影响。同样, 可以通过设置门源极间的电压箝位电路来限定最大门极驱动电压。但是这些调整需要附加元件或一个多绕组的变压器,增加 了自驱动方法的复杂性。因此,自驱动SRs 比较适于在较窄的输入电压变化范围和较低输出电压的情况下使用。

　　1. 3 　外驱动同步整流正激变换器

　　外驱动同步整流正激变换器的电路如图5 所示,它的主要波形如图6 所示。在电路中,晶体管Q2 和Q3 被从主开关管门极驱动获得的信号所驱动,因此,同步整流管的导通时间与变压器的复位方式无关,仅取决于门极驱动信号的时间。从图6 (c) 、图6 (d) 可见,当从控制电路驱动同步整流管时,得到Q3 的最大导通时间,它不影响在死区期间通过二极管D2 的磁化电流的导通时间。在死区时间内,晶体管Q2 是关闭的(对Q2 的门极驱动较低) ,对于外驱动的同步整流管,在死区时间内,二极管D2 的导通与自驱动完全相同。在设置SRs 的理想门极驱动时间情况下,除了在死区时间内D2 不可避免导通以外,应该避免体二极管导通。这就需要非常精确地安排门极驱动时间,即在施加/ 中止一个SR 的门极驱动信号的同时,中止/ 施加另一个SR 门极驱动信号。但是,这种理想的互补驱动实际上是不可能实现的。在意外情况下,短暂的门极驱动信号交叠将同时开通2 个SRs ,这会引起副边短路,造成副边电流增大,不仅会使效率降低,甚至会烧毁变换器。为了避免在实际应用中SRs 同时导通,在2 个门极驱动信号之间一定要加入延迟。但在延迟期间,因为没有门极驱动信号作用于SRs ,SRs 的体二极管导通,这就增加了导通损耗,而且带来反向恢复损耗。因此,控制同步整流驱动的效果很大程度上依赖于门极驱动的时间安排。

图5 外驱动同步整流正激变换器的电路

图6 外驱动同步整流正激变换器主要波形

　　2 　结　语

讨论了正激变换器同步整流