开关稳压电源的设计与制作

第一个问题是整流桥（耐流能力为10A）总是被烧毁。分析可知输入稳态电流为SA左右，应该不会损坏整流桥，但实际上流过整流桥的电流仿真波形(C=4700μF)如下图所示。滤波电容越大、二极管的导通角0越小，流过二极管的电流峰值就越大。其值很容易大于10A。后来我们在整流桥后面串入电感L1，因为电感有一定续流作用而使二极管导通角变大，从而减小电流峰值以保护整流桥，改进后整流桥不再烧毁。但是开机时保险管（额定电流10A）常被熔断，分析发现，开机时整流桥后的滤波电容呈瞬时短路状态，所以开机存在较大冲击电流，所以我们在整流桥前串联NTC（负温度系数热敏电阻，图4中的RV1）、问题也得到解决。其原理是，开机时NTC温度较低而呈现很大电阻，所以开机电流不会很大，随着电路接通，NTC发热而呈现很小电阻，所以正常工作时NTC上电压降很小，不会影响电路正常工作。

遇到的第二个问题就是电压调节慢和稳压不好，刚开始我们以为是软件调节器的问题，检查很久后发现是测量电压不准造成的。在图4电路中，显然负载两端电压正比于节点1与2之间电压，我们刚开始直接测量节点2与地之间电压，表面上看来0.1Ω的采样电阻影响不大，但电路中流过的电流为2A时，电流采样电阻上的压降为0.2V，误差约为0.5%，可见误差并不小。另一方面，若用此种采样方案，会因电路中电流的不同，造成的测量误差也不同，随电压变化误差呈现一定的非线性，这会给电压调节带来麻烦。所以，我们后来改用差分的方式采集电压，也就是使用差分运放在节点1和节点2之间采样，这样可大大减小误差，改进后取得了很好的效果。测量电路的各个环节都应准确可靠，采样电阻也应尽量准确稳定，如下图所示的两个采样电路，同样都可实现将输出电压缩小为十分之一采样，但图(b)电路中放大倍数的精度和稳定度都更高，也就是应使采样电阻可变化程度尽量小。类似，若在AD转换的入端需要对待测电压或电流信号滤波，则滤波电容不宜过大，否则会影响响应时间而造成测量滞后，自然会使调节不准确。这些问题虽然简单却影响很大，若能快速准确的测量，单片机的调节将顺利得多。

第三个问题就是输出电压有较大尖峰，这显然是由于开关管的高频开关造成的，尤其是关断时，由于电路中有寄生电感，瞬间电流的切断会在电感两端出现冲击电压。我们的解决办法是一方面对开关管加缓冲电路，改善关断性能，基本原理如下图，开关管Q关断时，原电路一部分电流通过快恢复二极管1）对电容C充电，使开关管两端电压缓慢E升，电路中电流的减小速度也有所减缓，简单的缓冲电路可省去二极管D。具体的RCD的参数设计较复杂，设计时可参考有关开关电源书籍。另一方面是在输出滤波电解电容两端并接高频特性好、寄生电感小的聚丙烯电容，且多个并联效果更好，但是要保证引线尽量短。同时为了减小线路电感，对功率主电路，应使走线尽量短，线径稍粗。

再就是Boost电路本身的一个特点——不能开路运行，然而题目意思显然要求电源可以开路。因为负载开路时，输入电感照常周期性地不断储能和释放能量，而能量没有被负载消耗掉，电容电压将持续升高即多余的能量都存储到电容极板间，很快导致电容击穿。一种解决办法是加假负载，也就是说，当检测到电源处于空载状态时，自动投入一个轻负载，这个负载电阻值较大，既能维持输出电压为给定值、本身功率损耗又较小。
以上是在制作此开关电源中遇到的问题及一些解决方案，采取这些措施并仔细调试后都达到了较好的效果。