单端反激式开关电源研究与设计

1 引言

反激式(Flyback)电路拓扑是最基本的功率变换电路结构之一。因结构简单、元器件数量少和设计方便等优点而广泛应用于电视机、DVD和充电器等小功率电器的电源中。反激变换器工作原理与Boost电路相似，可以看作隔离式Boost电路，在开关管导通时变压器原边电感储能，关断时能量经副边整流输出传递给负载。

2 Flyback拓扑介绍

2.1 连续导电模式

连续模式(CCM)下，在下一次开关导通时，变压器副边电流尚未降低到零，变压器总有一个绕组是有电流流过的，其原边电流Ip和副边电流Is如图1所示。由于二次电流维持时间长，在传递相同功率条件下，尖峰电流约为断续模式的一半。连续导电模式的缺点是控制环有一个右半平面零点，使闭环补偿困难。

图1 连续模式变压器原副边电流波形

2.2 断续导电模式

断续模式(DCM)是变压器能量完全传递的工作模式，这样原副边有更大的尖峰电流，理想状况下电流波形如图2所示。开关管开通时，电流已经降到零，因此开关管实现零电流导通，减少了开通损耗。开关管导通时没有二极管反向恢复问题，而且由于没有右半平面零点，控制环路的设计更加容易，也不需要斜率补偿。与连续工作模式相比，DCM模式在低功率应用场合更加普遍。

图2 断续模式变压器原副边电流波形

3 设计方法

反激电路拓扑与正激电路结构相似，但工作原理上却有很大区别。常用设计方法有能量守恒法和类似正激变换器的设计方法，具体见相关文献。虽然按照正激变换器的计算公式

(1)

(2)

(其中，Np为变压器原边匝数，Ns为二次侧匝数，UR为变压器一次侧反冲电压。)

也可以计算出电路参数进行设计，但这种方法是将反激电路等效为一个Boost电路和隔离变压器共同构成的开关电源系统，UR相当于Boost电路的输出电压。采用这种方法不利于理解反激变换器的本质。因此，我们提出一个实例，从电路工作原理入手，介绍基于变压器电感特性的设计方法。

要求：开关频率50kHz;输入功率100W;输入电压：85V~265V;

输出额定电压20V，输出电流5A。

电路图如图3所示，要求电路工作在断续工作模式。

图3 反激式开关电源电路图

开关管Q1导通时间为一个周期的40%，即8μs，关断时间为12μs，留有2μs的裕量以保障死区时间。这样可以承受一些负载和应力扰动，但同时将增加峰值电流，40%占空比发生在最小输入电压100V和重载时。使用加有气隙的铁氧体磁芯，中心柱面积为100mm2。输入电压为100V时，初级平均输入电流为1A。开关管和变压器初级在40%导通时间里的平均电流为2.5A。则峰值输入电流是两倍的平均电流，即5A。由下式可计算电感的值：

(4)

把di=5A，dt=8μs，V=100V代入，计算出为L为160μH。

最小初级匝数由需要提供的伏秒

而不是电感确定，伏秒数与B/H回线上的参数

相等。选择最大磁通密度为0.2特斯拉，相比0.35特斯拉的饱和磁密仍有很大裕量(高磁通密度将增加磁芯损耗，但相反因为需要更少匝数会减少铜损)。最佳选择是磁芯损耗与铜损相同。这是一个反复试验的过程，只有在最后的设计阶段才能完全确定。下面的公式可以计算出最小初级匝数：

(5)

代入数值，计算出初级匝数为40。

同样的，次级线圈匝数由所需的次级电流决定。虽然它是次级电压的决定因素，但不像正激变换器一样是由变压器行为计算的。因为

，所以匝比和电感的比值关系为

。

假设次级电压为20V，100W输出功率时次级平均电流为5A。次级导通时间为10μs，一个周期为20μs，那么这10μs里次级平均电流为10A，峰值电流为20A。不考虑二极管压降和能耗，峰值电流纹波达到了20A之大，这也说明不连续模式为何限制于小功率应用场合。然而，如果输出电压更大，例如1000V的话，峰值电流则达到400mA。

次级电感可以像初级一样计算，di=20V，dt=10μs，di/dt=2A/us，Vs=20V，那么次级电感为10μH。由于初级为160μH、40匝，电感比为N的平方，因此次级10匝正好为10μH。次级匝数越小，电流降到零所需时间就越少，越容易进入不连续模式，同时也增加了次级的峰值电流。

为了使输出电压稳定，对选择的一路输出闭环控制环路，调整占空比使输出电压在输入电压扰动和减载时保持稳定。增加负载超出100W时将使电路进入连续模式。这种情况时变压器和控制环的设计都变得更复杂，因为它引入了右半平面零点和直流成分。如果控制环失效，输出电压将失控而升得很高，因此，需要加入过压保护的预防措施。

为了使设计最优化，应当在满载时计算磁芯损耗和铜损。它们应当接近，如果需要的话，可以调整选择的磁密和匝数来获得这种平衡。

最后进行变压器线圈的绕制。初级应当占据小于