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单端反激式开关电源研究与设计

时间:08-29 来源:互联网 点击:

1 引言

反激式(Flyback)电路拓扑是最基本的功率变换电路结构之一。因结构简单、元器件数量少和设计方便等优点而广泛应用于电视机、DVD和充电器等小功率电器的电源中。反激变换器工作原理与Boost电路相似,可以看作隔离式Boost电路,在开关管导通时变压器原边电感储能,关断时能量经副边整流输出传递给负载。

2 Flyback拓扑介绍

2.1 连续导电模式

连续模式(CCM)下,在下一次开关导通时,变压器副边电流尚未降低到零,变压器总有一个绕组是有电流流过的,其原边电流Ip和副边电流Is如图1所示。由于二次电流维持时间长,在传递相同功率条件下,尖峰电流约为断续模式的一半。连续导电模式的缺点是控制环有一个右半平面零点,使闭环补偿困难。

图1 连续模式变压器原副边电流波形

2.2 断续导电模式

断续模式(DCM)是变压器能量完全传递的工作模式,这样原副边有更大的尖峰电流,理想状况下电流波形如图2所示。开关管开通时,电流已经降到零,因此开关管实现零电流导通,减少了开通损耗。开关管导通时没有二极管反向恢复问题,而且由于没有右半平面零点,控制环路的设计更加容易,也不需要斜率补偿。与连续工作模式相比,DCM模式在低功率应用场合更加普遍。

图2 断续模式变压器原副边电流波形

3 设计方法

反激电路拓扑与正激电路结构相似,但工作原理上却有很大区别。常用设计方法有能量守恒法和类似正激变换器的设计方法,具体见相关文献。虽然按照正激变换器的计算公式

(1)

(2)

(其中,Np为变压器原边匝数,Ns为二次侧匝数,UR为变压器一次侧反冲电压。)

也可以计算出电路参数进行设计,但这种方法是将反激电路等效为一个Boost电路和隔离变压器共同构成的开关电源系统,UR相当于Boost电路的输出电压。采用这种方法不利于理解反激变换器的本质。因此,我们提出一个实例,从电路工作原理入手,介绍基于变压器电感特性的设计方法。

要求:开关频率50kHz;输入功率100W;输入电压:85V~265V;

输出额定电压20V,输出电流5A。

电路图如图3所示,要求电路工作在断续工作模式。

图3 反激式开关电源电路图

开关管Q1导通时间为一个周期的40%,即8μs,关断时间为12μs,留有2μs的裕量以保障死区时间。这样可以承受一些负载和应力扰动,但同时将增加峰值电流,40%占空比发生在最小输入电压100V和重载时。使用加有气隙的铁氧体磁芯,中心柱面积为100mm2。输入电压为100V时,初级平均输入电流为1A。开关管和变压器初级在40%导通时间里的平均电流为2.5A。则峰值输入电流是两倍的平均电流,即5A。由下式可计算电感的值:

(4)

把di=5A,dt=8μs,V=100V代入,计算出为L为160μH。

最小初级匝数由需要提供的伏秒

而不是电感确定,伏秒数与B/H回线上的参数

相等。选择最大磁通密度为0.2特斯拉,相比0.35特斯拉的饱和磁密仍有很大裕量(高磁通密度将增加磁芯损耗,但相反因为需要更少匝数会减少铜损)。最佳选择是磁芯损耗与铜损相同。这是一个反复试验的过程,只有在最后的设计阶段才能完全确定。下面的公式可以计算出最小初级匝数:

(5)

代入数值,计算出初级匝数为40。

同样的,次级线圈匝数由所需的次级电流决定。虽然它是次级电压的决定因素,但不像正激变换器一样是由变压器行为计算的。因为

,所以匝比和电感的比值关系为

假设次级电压为20V,100W输出功率时次级平均电流为5A。次级导通时间为10μs,一个周期为20μs,那么这10μs里次级平均电流为10A,峰值电流为20A。不考虑二极管压降和能耗,峰值电流纹波达到了20A之大,这也说明不连续模式为何限制于小功率应用场合。然而,如果输出电压更大,例如1000V的话,峰值电流则达到400mA。

次级电感可以像初级一样计算,di=20V,dt=10μs,di/dt=2A/us,Vs=20V,那么次级电感为10μH。由于初级为160μH、40匝,电感比为N的平方,因此次级10匝正好为10μH。次级匝数越小,电流降到零所需时间就越少,越容易进入不连续模式,同时也增加了次级的峰值电流。

为了使输出电压稳定,对选择的一路输出闭环控制环路,调整占空比使输出电压在输入电压扰动和减载时保持稳定。增加负载超出100W时将使电路进入连续模式。这种情况时变压器和控制环的设计都变得更复杂,因为它引入了右半平面零点和直流成分。如果控制环失效,输出电压将失控而升得很高,因此,需要加入过压保护的预防措施。

为了使设计最优化,应当在满载时计算磁芯损耗和铜损。它们应当接近,如果需要的话,可以调整选择的磁密和匝数来获得这种平衡。

最后进行变压器线圈的绕制。初级应当占据小于

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