基于台达AFE2000的四象限变频控制

1 前言

自上世纪80年代末，变频调速技术登上工业传动的历史舞台以来，变频调速技术就以其调速范围宽、调速精度高、工作效率高、控制灵活和使用方便等优点，成为最具影响力的工业自动化调速技术。基于该技术发展的变频器一直延续着采用无控或半控器件来进行电网侧的整流，这种模式导致了变频器只能工作在电动状态，无法实现真正的制动，因此这类变频器被称为两象限变频器。两象限变频器的弱点在于无法实现制动回馈，导致电能的浪费;此外功率因数较低，DCBUS上的电流无法形成真正的正弦，间接地造成了电能不必要的浪费。

两象限变频器最大的问题就是整流侧的器件无法实现全控，导致无法进行能量回馈操作。因此，高频PWM整流技术孕育而生了。高频PWM整流技术分为直接电流控制PWM整流和间接电流控制PWM整流两种方式，间接PWM整流是依据PWM整流器的稳态电压平衡关系得到的控制方式，具有良好的静态特性，控制简单方便，但是同时由于没有检测输入交流电流，造成动态响应慢、稳态性差。因此，在实际的设计中往往在间接电流PWM整流的基础上增加电压外环，组成双闭环结构，保证动态响应。

2 三相PWM整流器工作原理

2.1 主回路工作模式

三相电压型PWM整流器主回路如图1所示。

图1 三相电压型PWM整流器主回路

当整流器进入稳定工作状态，输出直流电压恒定，整流桥的三相桥臂按正弦的脉宽调制规律驱动。当PWM整流器处于整流状态时，三相交流电源将会通过IGBT或二极管向DC端进行整流。当PWM整流器处于逆变状态，即需要进行能量回馈的时候，DC端电流将会通过IGBT或整流器向电网回馈。

为了讨论三相PWM整流器的整流与逆变过程，采用图2所示的空间电压矢量来描述三相桥臂的开关状态。

图2 空间电压矢量

图2表明，当电网电压信号经过一个周期后，空间电压矢量已经从U1-U5-U4-U6-U2-U3-U1旋转了一周，并且在每个状态的变换中，包含了U0和U7两个状态。结合图2，将三相电流空间坐标定义为如图3所示的状态。

图3 空间电流坐标

我们将U1-U5定义为Ⅰ区域，U5-U4定义为Ⅱ区域，U4-U6定义为Ⅲ区域，U6-U2定义为Ⅳ区域，U2-U3定义为Ⅴ区域，U3-U1定义为Ⅵ区域。各个区域内的电流空间矢量变化共同造就了合成磁势的旋转，从而形成正弦电流。其结果见图4。

图4 合成磁势一周状态

以第Ⅰ区域为例，结合三相电压型PWM整流器来进一步描述三相桥臂的导通与电流流向状况，如图5所示。

图5 第Ⅰ区域电流变化与IGBT导通状况

在U1状态时，V4、V6、V5导通，此时电流ia由VD4流通，电流ib由VD6流通，电流ic由VD5流通。在状态U2时，V1、V6、V5导通，此时电流ia由V1流通，电流ib由VD6流通，电流ic由VD5流通。其他状态可参考相同方式进行分析。由此可见，三相PWM整流器的IGBT即使导通电流也不一定会进行流通，这是由于压差造成的，而并联二极管则可配合流通电流。这是三相PWM整流器IGBT工作的最大特点。

2.2控制算法原理

从三相PWM整流器的主回路驱动状况可分析出，开关频率很高时，由于电感的滤波作用，高次谐波电压产生的谐波电流非常小，只考虑电流和电压的基波，整流桥可以看作是一个理想的三相交流电压源。适当的调节控制量的大小和相位，就能控制输入电流的相位，以达到改变功率因数的目的，而控制输入电流的大小以控制传入整流器的能量，也就控制了直流侧电压，可见PWM整流器的控制目标是输入电流和输出电压，而输入电流的控制是整流器控制的关键。输入电流的控制目标是使电流波形为正弦波，且与输入电压同相位。

三相PWM整流器的具体控制思想是通过SVPWM控制超前角，以控制功率因数的调节，在此定义超前角为α，因此，功率因数在一定范围内可以通过α来控制。DC-BUS侧直流电压可以在一定范围内通过调制深度M来控制。对于PWM控制电路，调制深度M和控制器角α可任意设定。其控制原理图如图6所示。

图中整流器采用SVPWM控制，通过调节控制器角α和调制深度M，可以独立控制功率因数COSφ和直流电压Ed。图中黄色和绿色点画线框，分别为相位控制环和电压控制环，只要使用相位控制环就可以使PWM整流器运行，使用直流电压控制环可实现DC-BUS电压恒定，从而实现过电压状态的能量回馈，保证电压恒定。下面来深入分析一下相位和电压控制过程。

(1) 相位控制

相位控制部分也可称为功率因数控制，实质为调节功率因数的大小，保证实现电流与电压的同相位。相位控制环通过检测相电流iR的基波相位，经低通滤波后得相位角φ，再与指令φ*比较，并经PI调节器后用于调节PWM调制的相位控制器角α，使系统工作在