一种用于SVPWM技术中的死区补偿方法
)，包含了该需补偿的空间矢量，则仅需在电压空间矢量(1 0 0)的期望脉宽上增加Td即可；②若电压空间矢量位于Ⅱ扇区，而与该扇区相邻的两个非零电压矢量为(0 1 0)和(1 1 0)，不包含该需要补偿的空间矢量。由图3可知，电压空间矢量(1 0 0)可由电压空间矢量(1 1 0)和(1 0 1)合成得到，因此增加Td的电压矢量(1 0 0)就相当于分别增加Td的(1 1 0)和(1 0 1)，而增加Td的(1 0 1)相当于减少Td的(0 1 0)，所以为了增加Td的电压空间矢量(1 0 0)可通过减少Td的(0 1 0)和增加Td的(1 1 0)得到。同理得iA>0，iB0，iC0时，电压空间矢量位于其他4个扇区的补偿方法如表1所示。其中CMPR1，CMPR2，CMPR3为TMS320LF2407A型DSP的3个比较寄存器值，且采用增减计数方式。根据其余5种电流极性，死区补偿共36种情况，可依据上述方法具体导出。由表1可见，所述方法大多情况下每个PWM周期仅需对一个桥臂的PWM脉宽进行修正，少数情况下要对两个桥
臂的PWM脉宽进行修正，从而削弱了误补偿随时间积累所产生的影响，减少了CPU运行时间。
综上所述，此处所述方法基于电流极性的判断，但通过检测得来的三相电流判断极性在过零点附近容易出现偏差，造成误补偿。故可先通过坐标变换将电流从三相静止坐标系变换到同步旋转坐标系下。在直流情况下，用一阶低通滤波器进行滤波，因为滤波不会引起相位上的滞后，然后将滤波后的直流分量反变换到两相静止坐标系下，最后根据两相静止坐标系下的iα和iβ来判断电流的极性。其中定子电流在两相静止坐标系的分量iα，iβ与两相旋转坐标系的分量iα，iβ间关系如图4所示，φ为旋转变换的变换角。
由两相静止到两相旋转坐标系的变换矩阵为：
根据式(3)即可判断三相电流的极性。
5 实验
为验证此处所述方法的有效性，在由DSP芯片TMS320LF2407A控制的异步电机变频调速系统上进行了相关实验。电机参数为：PN=110 kW，UN=380 V，IN=216 A，nN=500 r·min-1，fN=25．5 Hz。采用Y接法及SVPWM控制，载波频率2 kHz，死区时间为5．3μs。图5为电机工作在2 Hz时补偿前后的空载电流波形。图5a为未进行死区补偿时的A相输出电流波形，可见电流波形有明显的畸变。图5b为采用死区补偿措施后的A相输出电流波形，可见，采用所述补偿方法后，低频下电流波形的正弦度得到明显改善。
这里在分析了SVPWM逆变器死区效应的产生及其影响的基础上，提出了一种基于SVPWM控制的死区补偿方法。该方法无需增加额外的硬件，在每个PWM周期仅需对部分PWM脉宽进行修正，无需过多的计算，方法简单可行，易于实现，削弱了误补偿随时间积累所产生的影响，减少了CPU的运行时间。最后通过110 kW感应电机变频调速系统验证了所述方法的有效性，获得了比较理想的死区补偿效果。
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