基于单正激驱动变压器的磁通复位问题的研究

引言

晶闸管触发驱动电路的作用是产生符合要求的门极触发脉冲，保证晶闸管在需要的时刻由阻断转为导通。广义上讲，晶闸管触发电路通常包括驱动电路以及对其触发时刻进行控制的相位控制电路。本文集中研究触发脉冲的放大和输出驱动环节，有关相位控制电路在有关教科书中已有讨论。现今晶闸管主要应用于交流-直流相控整流和交流-交流相控调压等，适用于这些应用的各种驱动触发器都已集成化、系列化。例如目前国内生产的KJ系列和KC系列的晶闸管驱动 (触发)器，都可供研制选用。

为保证晶闸管可靠触发导通，门极的脉冲电流必须有足够大的幅值和持续时间，以及尽可能短的电流上升时间。控制电路和主电路之间的隔离，通常既可以通过光耦亦可以采用脉冲变压器来实现，这两种方式各有优缺点：光电耦合隔离时两侧的电磁干扰小，但光耦器件需要承受主电路高压，有时还需要在SCR侧有一个电源和一个脉冲放大器;采用脉冲变压器隔离的触发脉冲放大和驱动环节，优点是毋需另加驱动电源，多年来一直获得广泛应用。然而，其脉冲变压器需要采取措施防止磁芯饱和。其电路拓扑结构虽然简单，但是所涉及的电磁作用原理及磁通复位和参数设计问题，还是比较复杂的，本文就此类问题以及相关物理过程进行研究分析。

触发驱动电路结构和原理

图1给出了基于脉冲变压器和三极管放大器的一种常见的晶闸管触发驱动电路，该驱动电路由V1、V2构成的脉冲放大环节和脉冲变压器TM及附属电路构成的脉冲输出环节两部分组成。当开关管V1、V2导通时，电源电压E2几乎全部施加在脉冲变压器的原边绕组上(R2为限流电阻，一般取值很小)，通过脉冲变压器磁耦合作用，在副边产生电压上正下负，经VD2和R4(限流)作用于晶闸管的门极和阴极之间，输出触发脉冲，提供触发电流。当V2关断时，由于TM 原边电流的急剧减小，其di/dt0,由楞次定律决定其原边产生下正上负的自感反电势，致使VD1导通，对原边电流形成续流通路。同时，在副边也产生下正上负的电压，由于VD2反偏，所以此时TM副边形不成电流通路。VD3的存在，使此时输出给门极G与阴极K之间的电压近似为零。VD3还具有防止负脉冲和其它干扰信号影响SCR工作的效果。

图1 常见的晶闸管触发驱动电路

VD1和R3的作用十分重要，若该支路断开，在V2关断时会在TM原边形成很高的自感反电势，导致V2过压击穿。VD1和R3续流支路，可以使V2在关断瞬间的集电极电位大为降低，并且R3越小，此电压越低。

宽脉冲触发问题

通常采用脉冲变压器隔离的触发驱动电路，是难以传递宽触发脉冲的。比如，图1驱动电路若在其V1管基极作用以如图2(a)所示的宽脉冲信号uB1,在V2管导通期间，脉冲变压器原边电压u1≈E2,励磁电流i0将按照式(1) Ldi0/dt=u1 (1)

所决定的电流变化率增加(L为变压器励磁电感)，由于V2管持续导通时间过长，i0会变得很大，从而将导致脉冲变压器的铁芯磁通饱和，除非铁芯体积足够大。在磁通饱和的情况下，根据法拉第电磁感应定律u2=N2d/dt,副边的感应电压u2将难以达到宽脉冲传输的要求。磁芯的截面积越小，越容易形成磁通饱和，则副边所得到的u2电压脉冲越窄，远远达不到输入控制信号uB1脉冲的宽度，如图2(a)所示。

图2 采用脉冲变压器隔离的两种晶闸管触发驱动控制方式：(a)宽脉冲触发;(b)正常脉冲列触发;

(c)磁通不能复位对脉冲列触发的影响

为了改变这种情况，使副边输出触发脉冲的持续时间符合输入控制信号的要求，实际当中往往采用对输入宽脉冲信号进行高频调制的脉冲列触发方式，如图 2(b)所示。调制频率一般在数kHz至数10 kHz范围，这一方面可以减小脉冲变压器铁芯的体积，另一方面也有利于减小触发驱动功率和提高触发的可靠性。图中输入脉冲控制信号uB1的持续作用时间与图(a)中相同，只是按一定占空比经过了高频调制。在每一个窄脉冲高电平期间，V2管导通，励磁电流的上升率为正，i0近直线上升。在V2管关断时，由于原边反电势作用使u1为负压，由VD1和R3支路为i0提供续流通路，同时，由式(1)得知其变化率为负值，i0开始下降，其下降速度决定于负压的大小。该负压由i0在R3上的压降提供(也可以用齐纳稳压二极管来代替R3,与VD1背靠背串联)。

磁通复位及波形畸变问题

若R3取值较大，反电势作用产生的u1负值也较大，可以使i0的下降速度较快。其下降速度应保证在下一个窄脉冲到来之前，i0下降到零，从而使铁芯磁通减小到零，通常称为磁通复位。图2(b)所示，为V2管关断时的u1负值与其导通时的u1正值相等，均等于电源电压E2时对应的波形(此时V2管关断时的集电极电位应比电源电压E2高出一倍