降低负载功耗的设计小窍门

的第一步是设计一个具有最小漏极电感的变压器。除此以外，我们还可以增加钳位电阻以进一步降低损耗，但这样做同时还会增加电压峰值幅度。在开关周期的复位阶段，反射的输出电压被外加在会导致更多损耗的钳位电阻两端。使用更高电压的 MOSFET（例如，800V 而非 600V）可为电压峰值提供更多的裕度并且可以使用更大的电阻。然而，更高的电压额定值就要使用更昂贵的 MOSFET 或使用具有更高导通电阻的 MOSFET（其会在较高负载时降低效率）。许多时候我们都必须要在成本、轻负载效率以及额定负载效率之间做一个折衷。在一些专门针对 10W 或低于 10W 应用而设计的电源中可完全去掉钳位电路，从而实现能量的大大节约。当然，EMI 问题可能会限制漏极上所允许的振铃的多少。

不太明显的是，降低钳位电容还会降低轻负载损耗。当控制器处于触发模式运行时，钳位电路就会在开启状态间进行放电。如果钳位电容太大，那么过多的能量就会存储起来，并在关闭状态期间耗散掉。在一些情况下，钳位电容在下一个开启状态开始前可能不会完全实现放电。将钳位 RC 网络的时间常数设置为开关周期的 10 倍左右是降低该损耗的一个不错的常规法则。

另一种方法是用齐纳二极管代替 RCD 钳位。齐纳二极管钳位可以降低轻负载时钳位中的损耗。但是，在较高负载时，齐纳二极管钳位与 RCD 钳位相比功耗会高出许多。

4、将二次稳压电路的功耗降低数毫瓦

当谈及待机损耗时，所有的电路都会涉及到，其中包括调节输出的误差放大器。图 4 的左侧部分显示了一个 12V 电源的典型稳压电路。常用的TL431需要至少 1mA 的静态电流来确保稳压。这是通过 R2 实现的，其通常会导致 15 mW～50 mW 的损耗。R3 和 R4 的电阻分压器对输出电压进行了设置。凭借一个 12.6 kΩ 的串联电阻，这些电阻消耗的功耗便为 11mW。

图4 20 mW～55 mW 损耗的任何部分都可以从稳压电路中去除掉

图4 的右侧显示了一种调节输出的更高效的方法。用 TLV431 来代替 TL431，这只需要 80μA 的静态电流就可以确保稳压。通过光学耦合器驱动的电流足以为TLV431 供电，因此就可以把 R2 去除掉了。TLV431 的额定最大压为 6.3V，因此 “无经验设计人员设计的由 Q1、R5 和 D1 组成的线性稳压器”电路保护了该器件。R5 和 D1 增加了额外的 3 mW 损耗。将反馈分压器的电阻提高 10 倍我们就可以节省 10 mW 的功耗。

5、保持精确的偏置电平

如果您仍然想竭力节约更多电力的话，那么优化控制器的偏置电压可能会让您实现这一目标。该偏置电压必须要足够高，以确保控制器在所有负载条件下都保持开启。此外，电压还必须要足够高以在其被施加到栅极时增强 MOSFET。将偏置电压设置到比控制器和 MOSFET 要求的任何更高电压只会增大额外的损耗。

大多数控制器都会在触发模式运行时降低其静态电流，这样就减少了静态电流增加偏置电压的相关损耗。典型的静态电流会从正常运行时的 2 – 3mA 降为触发运行时的 200 – 300uA。控制器产品说明书中规定的这一电流不包括 MOSFET 栅极的充放电电流。栅极充电电力等于偏置电压、栅极电荷、开关频率以及触发模式占空比的乘积。由于栅极电荷随偏置电压的增加而增加，不必要的高压会进一步增加损耗。幸运的是，触发模式运行避免了偏置损耗过高。在大多数情况下，最小化偏置电压可节省大约 10 mW～20 mW 的功耗。

最小化电源轻负载损耗需要仔细检查每一个组件的功率损耗。仅仅几毫瓦的功耗就可以决定一款产品是否符合能源之星标准。实现这些技术可以节省数百毫瓦的产品待机功耗。