用改进型的Gilbert类型单元设计，可在低频到500MHz的频率范围内工作。混频器输入端动态范围的高端由RFHI和RFLO间的最大输入信号电平确定，而低端则由噪声电平确定。
混频器的射频输入端是差分的，因此RFLO端和RFHI端在功能上是完全相同的，这些节点在内部予以偏置，一般假定RFLO交流耦合到地。RF端口可建模为并联RC电路，如图3所示。
MXOP端的最大可能电平由电压和电流限制共同决定。使用3V的电源和VMID=1.5V时，最大摆幅为±1.3V。为在负载为165Ω的标准滤波器中得到±1V的电压摆幅，需要的峰值驱动电流是±6mA。但是电压和电流的下限不应与混频器增益相混淆。在实际系统中，AGC电压将决定混频增益，从而决定IF输入端IFHI脚的信号电平，它总是小于±56mV，这是IF放大器的线性范围限制的结果。
3.2 RSSI的增益定标
AD607的总增益以分贝表示时，相对于GAIN/RSSI端的AGC电压VG是线性的。当VG为零时，所有单元的增益为零。各级的增益是并行变化的。 AD607内含增益定标的温度补偿电路。当增益由外部控制时，GAIN/RSSI端是MGC输入；当使用内部的AGC检测器时，GAIN/RSSI端是 RSSI输出。
增益控制定标因子正比于施加在脚GREF端的参考电压。当该脚连接到电源的中点时，标度是20mV/dB(VP=3V)。在这些条件下，增益的低80dB对应的控制电压为0.4VVG2.0V。
另外，GREF端还可连接到外部电压参考VR上，使用AD1582或AD1580作电压参考可以提供与电源无关的增益标度，当使用AD7013和AD7015基带转换器时，外部参考也可由基带转换器的参考输出提供，如图4所示。
4 设计与应用中的几个问题
下面介绍AD607在设计与应用中的几个具体问题。
4.1 印制板设计
正像所有的宽带高增益器件的应用设计一样同，AD607的印制板在设计时必须考虑特定的接地点的位置，
以免耦合不需要的信号，特别是在I-FOP到RFHI或IFHI之间。
AD607的高灵敏度会使无用的本地电磁信号对系统性能产生影响。在系统开发阶段，必须使用良好的屏蔽。最好的解决方法是使用一屏蔽盒将所有元件完全包装起来，并使用数量尽可能少的信号连接器（RF，LO，I和Q路）。
在屏蔽盒中，I和Q输出脚可能包含小的串联电阻（大约100Ω），这在测试负载较轻时（如大于20kΩ的阻性负载和几个pF的电容）并不会对系统性能有明显影响。还有助于防止不需要的RF辐射进入屏蔽盒内部。
在电源上应连接穿心电容，在电源引脚的内部和外部应使用磁阻。在靠近IC引脚处应使用两个不同值的电容对电源进行去耦。
4.2 使用内部的AGC检测器
AD607在内部的中频放大器输出处有一个检测器单元，在不需要DSP支持的接收机应用中，该单元可为芯片自射提供AGC和输出电平调节功能。
在AGIN端和地之间连接一滤波电容就可实现这一特性。该端上的电压可用作RSSI输出，其定标已在前面讨论过了。
4.3 AGC电容值的选取
在增益调制比较麻烦的应用中，如将AGC电容从1nF升高至2.7nF；则80dB增益时的转换时间（20mV/dB）将接近1ms。
在IF较低时，AGC电容应予以相应增加，以避免增益纹波。因此在455kHz的频率时要获得同样的纹波，电容应从1nF增加到0.022μF。
在AM应用中，AGC环路不应跟踪调制包络。在最低的调制频率（比如300Hz）时，增益变化量所引起的失真不应起过1%的THD失真。注意在AM应用中，AGC滤波电容是由调制带宽决定的，而不是由IF决定的。
4.4 其它
在脚12和地之间不能放置电阻，因为这里的电阻会将积分器转换为低通滤波器。积分器为维持给定的输出不需要输入信号，而低通波波器需要。此“输入”是IFOP端增加的幅度信号。因此AGC环路不需调整IFOP端的输出电平。
5 典型应用电路
图5所示为AD607的应用电路。中频和射频端口使用50Ω的电阻端接，以便与外部的本振和射频信号在宽频带实现匹配。中频滤波器为10.7MHz，使用330Ω的输入和输出端接。
|
