ADC驱动器或差分放大器设计汇总

电源抑制(PSR)是另外一个重要的参数。作为放大器输入的电源引脚的作用经常被人忽视。电源线上或耦合进电源线的任何噪声对输出信号都有潜在的破坏作用。

考虑ADA4937-1的电源线上存在60MHz、50mVp-p的噪声这样一个例子。它的PSR在50MHz时是-70dB，这意味着电源线上的噪声在放大器输出端将被减少到约16μV。在1V满量程输入的16位系统中，1 LSB是15.3μV，因此电源线上的这个噪声将“淹没”LSB。

这种情况可以通过增加串联表贴铁氧体磁珠L1/L2和并联旁路电容C1/C2(图15)加以改进。

图15：电源旁路电路。

在50MHz时，磁珠的阻抗是60Ω，10nF(0.01μF)电容的阻抗是0.32Ω，由这两种元件组成的衰减器可以提供45.5dB的衰减(公式32)。

(32)

上述分压式衰减加上-70dB的PSR总共可提供115dB的抑制效果，因而可将噪声减小到远低于1 LSB的90nVp-p左右。

谐波失真
频域中的低谐波失真在窄带和宽带系统中都很重要。驱动器中的非线性会在放大器输出端产生单频谐波失真和多频互调失真。

在噪声分析例子中使用的方法可以同样应用于失真分析，即对ADA4939的谐波失真与2V满量程输出时AD9445 12位ENOB的1 LSB进行比较。一个ENOB LSB在噪声分析中代表488μV。

ADA4939参数表中的失真数据是在增益为2时给出的值，通过这张表可以直观地比较各个频率点的二次和三次谐波失真。表3就是增益为2、差分输出摆幅为2Vp-p时的谐波失真数据。

表3：ADA4939的二次和三次谐波失真。

这些数据表明，谐波失真随频率增加而增加，并且在感兴趣带宽(50MHz)内二次谐波失真要比三次谐波失真糟糕。在比感兴趣频率更高的频率点的谐波失真值较高，因此它们的幅度可能被系统频带限制功能所降低。如果系统有一个50MHz的砖墙式滤波器，那么就只需要考虑超过25MHz的频率点，因为更高频率的所有谐波将被滤波器滤除。尽管如此，我们还是要评估频率最高为50MHz的系统，因为目前的所有滤波器对谐波的抑制可能都不够，失真分量可能混叠回信号带宽内。图16给出了ADA4939在各种电源电压和2Vp-p输出时的谐波失真与频率的关系。

图16：谐波失真与频率的关系。

50MHz时的二次谐波失真相对于2Vp-p输入信号来说大约是-88dBc。为了比较谐波失真水平和1 ENOB LSB，这个谐波失真值必须被转换成电压值，如公式33所示。

(33)

这个失真值只有80μVp-p，或1 ENOB LSB的16%。因此，从失真的角度看，可以认为ADA4939是AD9445 ADC驱动器的很好选择。

由于ADC驱动器是负反馈放大器，输出失真取决于放大器电路中的环路增益值。负反馈放大器固有的开环失真将被减少1/(1+LG)倍，其中LG代表可用环路增益。

放大器的输入(误差电压)被乘以一个大的前向电压增益A(s)，然后通过反馈系数β传送到输入端，再通过调整输出使误差最小。这样，这类放大器的环路增益为A(s)×β。随着环路增益(A(s), β或两者)的降低，谐波失真将增加。电压反馈放大器，如积分器，被设计在直流和低频率处具有大的A(s)，然后随着1/f在规定高频点趋向于1而发生滚降。随着A(s)的滚降，环路增益下降，失真增加。因此谐波失真参数是A(s)的倒数。

电流反馈放大器将误差电流用作反馈信号。误差电流被乘以一个大的前向互阻T(s)而转换成输出电压，然后通过反馈系数1/RF将输出电压转换成反馈电流，以便使输入误差电流最小。因此理想的电流反馈放大器的环路增益是T(s)×(1/ RF)=T(s)/ RF。同A(s)一样，T(s)也有一个大的直流值，并随着频率的增加而滚降，从而降低环路增益，增加谐波失真。

环路增益还直接取决于反馈系数1/RF。理想电流反馈放大器的环路增益并不取决于闭环电压增益，因此谐波性能不会随着闭环增益的增加而下降。在实际的电流反馈放大器中，环路增益确实某种程度上取决于闭环增益，但不会达到电压反馈放大器中那样的程度。 因此对于高闭环增益和低失真的应用来说，电流反馈放大器，比如 ADA4927, 是比电压反馈放大器更好的选择。从图17可以看出随着闭环增益的增加失真性能保持得有多好。

图17：失真与频率和增益的关系。

带宽和压摆率
带宽和压摆率在ADC驱动器应用中特别重要。一般情况下，器件的带宽是指小信号带宽，而压摆率衡量的是大信号摆幅时放大器输出端的最大变化率。

EUBW(有效可用带宽)，一个类似于ENOB(有效位数)的首字母缩略词，用于描