1.6 MHz降压型DC-DC转换器中的斜率补偿设计

1 引 言

Buck型DC-DC转换器设计中常采用PWM反馈控制方式以调节输出电压或电流。PWM控制方式分电流模式控制和电压模式控制两种方式。电流模式控制方式是电流内环和电压外环双环控制，输入电压和负载的变化将首先反应在电感电流上，在输入电压或负载改变时具有更快的响应速度。

电流模式控制方式有峰值电感电流控制和平均电感电流控制两种方式。峰值电感电流控制由于其优点被广泛应用，但其存在固有的开环不稳定现象，在提高快速性的同时，也带来了稳定性的问题。当输入电压降至一个接近输出电压的值时，占空比向最大导通时间增加，输入电压的进一步降低将使主开关在超过一个周期的时间里保持导通状态，直到占空比达100％，这时电路可能会发生子谐波振荡，需要通过一个斜率补偿电路来保持这种恒定架构的稳定性，在大占空比情况下是通过给电感电流信号增加一个补偿斜坡来实现的。

设计降压型DC-DC转换器时，解决固定频率峰值电流控制方式的开环不稳定情况需要做深入的研究。文章从一般的线性斜率补偿电路人手，分析了分段线性斜率补偿电路，提出一种改进的实际应用电路图，并给出了分析和模拟仿真结果。

　　2 原理分析

　　2.1 斜率补偿原理

PCM控制的Buck型DC-DC转换器如图1所示。由于增加了电流内环控制，电感电流采样后，叠加斜率补偿电路，合成信号与误差放大器的输出送入PWM比较器比较，误差电压进入PWM比较器参与占空比的调节，经过RS触发器等逻辑控制单元，有效保证输出Vout的稳定。其中占空比D=Vout／Vin。

峰值电感电流调节系统有其固有的局限性，占空比变化时对峰值电感电流IL的影响如图2所示，VOSC是振荡器的一路输出控制电压，对应占空比的变化。

其中：，在N个周期后， 。如果m2<m1，即占空比小于50％时，峰值电感电流的扰动收敛；如果m2>m1，即占空比大于50％时，峰值电感电流的扰动发散，扰动在每个周期的放大后，使得系统极不稳定，所以未加斜率补偿的系统电源的抗干扰性极差。

加入补偿电流后的电感电流IL扰动过程如图3所示。此时，当m>0.5 m2时的补偿可以使电感电流明显收敛，能很好地使系统达到稳定。

2.2 线性补偿电路的原理及方法

从前一节的基本原理可以得出，在采样电感电流上叠加一个斜坡电流可以达到预期要求。补偿方式有多种，下面研究图4所示的差分放大器结构。

这是一个典型的差分放大器电路，也可以说是比较器电路。设V1为参考电压Vref，如图4所示，在V2远小于参考电压时，I1基本为0，Iss全部流入M4，即I2=Iss；当V2等于参考电压时，I1=I2=Iss／2，事实上M2进入线性区时M1就漏入电流，即在Vref-Vid,max时就已经存在电流，事实上的翻转点提前Vid,max，如图5所示。其中Vid,max为最大
过驱动电压。

I1的一个支路流出作Islope，于是得到一个斜率固定的补偿斜坡。但是，用此斜率来补偿所有占空比条件使芯片都能稳定工作，往往会因为补偿量过大而影响峰值电感电流，空载时甚至使电流模控制失效。设计时往往会考虑两段或多段补偿甚至自适应补偿来满足整个系统的要求。

3 分段线性斜率补偿及改进型斜率补偿电路

图6是两种线性斜率补偿电路，均可提供两段线性补偿斜坡。Vosc均为振荡器的一路输出，图6(a)中Vref1和Vref2为基准输出，且Vref1>Vref2，大占空比时Vctr1关断M3管；Vosc较小时，M1和M2均关断，没有补偿电流，Vosc逐渐增大，由于Vref1>Vref2，M1首先导通，I1提供斜率补偿电流；Vosc继续增大，M2导通，I1+I2共同提供斜率补偿电流。图6(b)中Vref为基准输出，M5和M6均为有源负载，如果把图中M1和M3的宽长比取值为(W／L)1：(W／L)3=1：4，利用公式，根据Vid,max1：Vid,max3=2：1，M1和M3线性区的宽度不同，二者导通时间也就不同；Vosc逐渐变大，达到Vref时，Vid,max最大的M1管首先进入线性区，∑I=I1；Vosc继续升高，Vid,max稍小的M3管也进入线性区，∑I=I1+I3镜像放大后提供补偿电流。

可以看到，二者均能提供两种占空比条件下的补偿电流，图6(a)通过R1调节VD从而控制M1和M2的工作状态；图6(b)则是通过VG以及管子的线性区宽度控制。为获得对应更多占空比变化的多段斜率补偿电流，经验证，采用图6(b)的结构实现方便而且调节效果好。理论上可以并联多段以得到斜率不同的电流，取决于系统对补偿斜坡的要求，但是由于Vid本身就很小，