D类放大器,D类放大器是什么意思

通过PWM将输入信号变换为数字脉冲，进行放大。输出数字脉冲信号，用LPF提取音频信号。

　　与目前的高端DAC DAC所采用的技术类似，通过集成高阶Δ-Σ处理技术，D类放大器的音频质量也得到了改善。基于Δ-Σ技术的调制器采用可以降低调制误差的内部反馈。通过减小采样误差，调制器可以改善输出失真，从而获得更好的音质。
　　降低系统成本　
　　为了追求D类放大器更低的成本，设计者在功率放大级采用半桥放大拓扑结构，以达到降低复杂性和减少物料成本的目的。因为半桥结构输出通常是全桥的一半，功率MOSFET和外部滤波器件的数量也就减少一半。这也增加了后端设备单位功率通道数的数量。然而，半桥放大器在输出端也需要一个隔直电容，而且对供电干线上的噪声也是极其敏感的。
　　在启动时，隔直流电容必须被充电到偏置点（高压供电干线电压的一半）。如果输出信号没有从地电位上升到偏置点，就会在扬声器中产生很大的“噗”声（开机冲击声）。新型的D类放大器采用预充电电容使启动时扬声器保持无声。
　　使扬声器在隔直电容充电时保持无冲击声的方法之一是使用数字电压提升技术，也就是使PWM占空比从非开关状态缓慢增加到50％。这将不会在扬声器中产生较大的“噗”声，但由于MOSFET开关时产生大量的瞬态电流，扬声器也不是没有声音的。
　　使扬声器在隔直电容充电时保持无冲击声的另一种方法是模拟电压提升技术。在这种类型的电压提升过程中，一个电流源将电容充电到偏置点。一旦电容两端的电压达到偏置点，电流源就会关闭。
　　电源反馈
　　由于半桥是单端拓扑结构，就不存在差分全桥拓扑结构中的共模抑制。在一个全桥放大器中，由于放大器的差分输出是从同一个电压源供电的，公共电压源上的噪声将在输出端抵消。在半桥拓扑结构中，放大器供电电源上的任何交流纹波噪声都将直接耦合到输出端。由于半桥拓扑结构对电源供电噪声的敏感，常常需要提供供电抑制反馈（PSR）电路来进行降噪。
　　模拟D类放大器有许多本身固有的PSR PSR特性，而完全的数字D类放大器则没有。在目前的数字PSR方案中，通常采用一个外部的ADC来监视放大器的供电电源。
　　反馈和噪声抵消处理是在调制器的数字域中进行的。有些制造商仅将这种反馈方法用于补偿那些降低系统性能的从供电干线上耦合进PWM输出端的交流噪声的影响。另外一些制造商也将其用于补偿由于负载变化而引起的直流供电电压的改变（电压降落），例如，低音单元（超重低音扬声器）所需要的快速浪涌电流，或者供电线路的电压波动。交流和直流器件中PSR反馈所带来的优点已经扩展到了全桥放大器，并改善了目前多通道家庭影院放大器中通道间的隔离，在串扰和线路电压改变到达输出之前有效地抵消了它们。
音频放大器背景
　　d类放大器首次提出于1958年，近些年已逐渐流行起来。
　　音频放大器的目的是以要求的音量和功率水平，在发声输出元件上重新产生真实、高效和低失真的输入音频信号。音频频率范围约为20 hz～20 khz，因此放大器必须在此频率范围内具有良好的频率响应（当驱动频带有限的扬声器时频率范围减小，例如低音扬声器或高音扬声器）。输出功率能力根据应用情况变化范围很宽，从数毫瓦（mw）的耳机，几瓦（w）的电视（tv）或个人计算机（pc）音频，几十瓦的“迷你”家庭音响和汽车音频，到几百瓦和几百瓦以上大功率的家用和商用音响系统，以及剧场或音乐厅音响系统。
　　一种音频放大器的直接模拟实现使用晶体管在线性工作方式下产生一个与输入电压成比例的输出电压。正向电压增益通常很高（至少40 db）。如果正向增益是反馈环路的一部分，那么总的环路增益也会很高。经常使用反馈环路，因为高环路增益可以改善性能，抑制由于正向路径中线性误差造成的失真，并且通过增加电源抑制（psr）减少电源噪声。
D类放大器优点
　　在传统晶体管放大器中，输出级包含提供瞬时连续输出电流的晶体管。实现音频系统放大器许多可能的类型包括a类放大器，ab类放大器和b类放大器。与d 类放大器设计相比较，即使是最有效的线性输出级，它们的输出级功耗也很大。这种差别使得d类放大器在许多应用中具有显着的优势，因为低功耗产生热量较少，节省印制电路板（pcb）面积和成本，并且能够延长便携式系统的电池寿命。
D类放大器和功耗(图)
　　线性放大器输出级直接连接到扬声器（有些情况下通过电容器连接）。如果输出级使用双极性结型晶体管（bjt），它们通常工作在线性方式下，具有大的集射极电压。输出级 也可以用互补金属氧化物半导体（cmos）晶体管实现，如图1所示。
　　图1、cmos线性输出级
　　注：output stage＝输出级
　　speaker＝扬声器
　　ground＝地
　　功率消耗在所有线性输出级，因为产生输出电压vout的过程中不可避免地会在至少一个输出晶体管内造成非零的ids和vds。功耗大小主要取决于对输出晶体管的偏置方法。
　　a 类放大器拓扑结构使用一只晶体管作为直流（dc）电流源，能够提供扬声器需要的最大音频电流。a类放大器输出级可以提供优良的音质，但功耗非常大，因为通常有很大的dc偏置电流流过输出级晶体管（这是我们不期望的），而没有提供给扬声器（这是我们期望的）。
　　b 类放大器拓扑结构没有dc偏置电流，所以功耗大大减少。其输出晶体管是以推拉方式独立控制，从而允许高端晶体管为扬声器提供正电流，而低端晶体管吸收负电流。由于只有信号电流流过晶体管，因而减少了输出级功耗。但是b类放大器电路的音质较差，因为当输出电流过零点和晶体管在通断状态之间切换时会造成线性误差（交越失真）。
　　ab 类放大器是a类放大器和b类放大器的组合折衷，它也使用dc偏置电流，但它远小于单纯的a类放大器。小的dc偏置电流足以防止交越失真，从而能提供良好的音质。其功耗介于a类放大器和b类放大器之间，但通常更接近于b类放大器。与b类放大器电路类似，ab类放大器也需要一些控制电路以使其提供或吸收大的输出电流。
　　不幸的是，即使是精心设计ab类放大器也有很大的功耗，因为其中等范围的输出电压通常远离正电源或负电源。由于漏源极之间的电压降很大，所以会产生很大的瞬时功耗ids×vds。d 类放大器由于具有不同的拓扑结构，其功耗远小于上面任何一类放大器。d类放大器的输出级在正电源和负电源之间切换从而产生一串电压脉冲。这种波形有利于降低功耗，因为当输出晶体管在不导通时具有零电流，并且在导通时具有很低的vds，因而产生较小的功耗ids×vds 。
　　图2、d类开环放大器框图
　　注：modulator＝调制器
　　switching output stage＝开关输出级
　　lossless low-pass filter （lc）＝无损低通滤波器（lc）
　　speaker ＝扬声器
　　由于大多数音频信号不是脉冲串，因此必须包括一个调制器将音频输入转换为脉冲信号。脉冲的频率成分包括需要的音频信号和与调制过程相关的重要的高频能量。经常在输出级和扬声器之间插入一个低通滤波器以将电磁干扰（emi）减至最小，并且避免以太多的高频能量驱动扬声器。为了保持开关输出级的功耗优点，要求该滤波器是无损的（或接近于无损）。低通滤波器通常采用电容器和电感器，只有扬声器是耗能元件。
　　图3. 差分开关输出级和lc低通滤波器
　　图4是a类放大器和b类放大器输出级功耗（pdiss）的理想值与ad1994 d类放大器输出级功耗的测量值的比较。图中的曲线是指给定的音频正弦波信号的输出级功率与扬声器提供的负载功率（pload）之间的关系。其中负载功率相对最大负载（pload max ）功率水平标准化，箝位的正弦波信号保证10%总谐波失真（thd）。图中的垂直线表示pload开始箝位的位置。
　　图4、a类、b类放大器和d类放大器输出级的功耗比较　
　　注：normalized power dissipation＝标准化功耗
　　normalized load power＝标准化负载功率
　　class a ideal＝a类放大器理想值
　　class b ideal＝b类放大器理想值
　　class d ad199x measured＝ad199x d类放大器测量值
　　no clipping＝没有箝位
　　amplifier clips＝放大器箝位
　　max power the amp can deliver＝放大器可提供的最大功率
　　output is clipped at this power level＝在这个功率水平条件下的箝位输出
　　可以看出，对于多种负载其功耗明显不同，尤其是在高端和中端值负载条件下。在箝位开始之初，d类放大器输出级的功耗约是b类放大器的1/2.5，是a类放大器的1/27。应当注意，消耗在a类放大器输出级的功率比传递到扬声器的功耗大，这是使用大的dc偏置电流的结果。
　　输出级功率效率eff定义如下：　
　　在箝位开始之初，a类放大器的eff＝25%，b类放大器的eff＝78.5%，d类放大器的eff＝90%。
　　对于a类放大器和b类放大器，这些最佳例证经常在教科书中引用。
　　图5、a类、b类和d类放大器输出级的功率效率比较
　　注：power efficiency＝功率效率
　　normalized load power＝标准化负载功率
　　class d ad199x measured＝ad199x d类放大器测量值
　　class b ideal＝b类放大器理想值
　　class a ideal＝a类放大器理想值
　　功耗和功率效率的差异在中等功率水平处很大。这对于音频很重要，因为大音量音乐的长期平均功率水平要比达到pload max的瞬时峰值水平低很多（为其1/5到1/20，取决于音乐类型）。因而，对于音频放大器，[pload = 0.1×pload max] 是一个合理的平均功率水平，按照这个功率水平评估pdiss。在这个功率水平，d类放大器输出级的功耗是b类放大器的1/9，是a类放大器的1/107。
　　对于10 w pload max的音频放大器，1 w的平均pload认为是保真音频功率水平。在这种条件下，d类放大器输出级内部功耗为282 mw，对于b类放大器为2.53 w，对于a类放大器为30.2 w。在这种情况下，d类放大器的效率从高功率条件下的90%减少到78%。但即使是78%也要远优于b类放大器和a类放大器，它们的效率分别为28%和3%。
　　这些差别对于系统设计具有重要的影响。对于1 w以上的功率水平，线性输出级的过大的功耗要求采用有效的散热方法以避免不可接受的发热，通常是使用大金属板作为散热板，或用风扇促进放大器空气散热。如果放大器是集成电路（ic），就可能需要大尺寸、高成本的增强散热封装以促进热传导。这些考虑在消费类产品中很麻烦，例如平板电视，其印制电路板面积（pcb）面积很宝贵，或汽车音响，其发展趋势是在固定空间内增加通道数。
　　对于1 w以下的功率水平，处理浪费的功率可能比处理散热还困难。如果是电池供电，线性放大器输出级消耗电池电荷要比d类放大器快。在上面的例子中，d类放大器输出级耗费的电源电流是b类放大器的1/2.8，是a类放大器的1/23.6，因此它们用于蜂窝电话，pda和mp3播放器等产品在电池的寿命方面有很大差别。
　　迄今为止，我们为了简单起见，只是专门注重放大器输出级的分析。但是当考虑放大器系统中所有功耗时，线性放大器要比低输出功率d类放大器更有利。原因是在低功率水平条件下，产生和调制开关波形所需要的功率会很大。因而，精心设计的低中功率的ab类放大器的宽系统静态功耗优势使得它们可与d类放大器相竞争。虽然对于宽的输出功率范围，毫无疑问d类放大器具有低功耗优势。
　　d类放大器术语以及差分方式与单端方式的比较　
　　图3示出d类放大器中输出晶体管和lc滤波器的差分实现。这个h桥具有两个半桥开关电路，它们为滤波器提供相反极性的脉冲，其中滤波器包含两个电感器、两个电容器和扬声器。每个半桥包含两个输出晶体管，一个是连接到正电源的高端晶体管mh，另一个是连接到负电源的低端晶体管ml。图3中示出的是高端pmos晶体管。经常采用高端nmos晶体管以减小尺寸和电容，但需要特殊的栅极驱动方法控制它们。
　　全h桥电路通常由单电源（vdd）供电，接地端用于接负电源端（vss）。对于给定的vdd和vss，h桥电路的差分方式提供的输出信号是单端方式的两倍，并且输出功率是其四倍。半桥电路可由双极性电源或单极性电源供电，但单电源供电会对dc偏置电压产生潜在的危害，因为只有vdd/2电压施加到过扬声器，除非加一个隔直电容器。
　　“激励”的半桥电路电源电压总线可以超过lc滤波器的大电感器电流产生的标称值。在vdd和vss之间加大的去耦电容器可以限制激励dv/dt的瞬态变化。全桥电路不受总线激励的影响，因为电感器电流从一个半桥流入，从另一个半桥流出，从而使本地电流环路对电源干扰极小。
音频D类放大器
　　虽然利用d类放大器的低功耗优点有力推动其音频应用，但是有一些重要问题需要设计工程师考虑，包括：
　　输出晶体管尺寸选择、输出级保护、音质、调制方法、抗电磁干扰（emi）、lc滤波器设计、系统成本
　　输出晶体管尺寸选择
　　选择输出晶体管尺寸是为了在宽范围信号调理范围内降低功耗。当传导大的ids时保证vds很小，要求输出晶体管的导通电阻（ron）很小（典型值为0.1Ω～0.2Ω）。但这要求大晶体管具有很大的栅极电容（cg）。开关电容栅极驱动电路的功耗为cv2f，其中c 是电容，v是充电期间的电压变化，f是开关频率。如果电容或频率太高，这个“开关损耗”就会过大，所以存在实际的上限。因此，晶体管尺寸的选择是传导期间将ids×vds损失降至最小与将开关损耗 耗降至最小之间的一个折衷。在高输出功率情况下，功耗和效率主要由传导损耗决定，而在低输出功率情况下，功耗主要由开关损耗决定。功率晶体管制造商试图将其器件的ron×cg减至最小以减少开关应用中的总功耗，从而提供开关频率选择上的灵活性。
　　输出级保护
　　输出级必须加以保护以免受许多潜在危险条件的危害：
　　过热：尽管d类放大器输出级功耗低于线性放大器，但如果放大器长时间提供非常高的功率，仍会达到危害输出晶体管的水平。为了防止过热危险，需要温度监视控制电路。在简单的保护方案中，当通过一个片内传感器测量的温度超过热关断安全阈值时，输出级关断，并且一直保持到冷却下来。除了简单的有关温度是否已经超过关断阈值的二进制指示以外，传感器还可提供其它的温度信息。通过测量温度，控制电路可逐渐减小音量水平，减少功耗并且很好地将温度保持在限定值范围内，而不是在热关断期间强制不发出声音。
　　输出晶体管过流：如果输出级和扬声器端正确连接，输出晶体管呈低导通电阻状态不会出现问题，但如果这些结点不注意与另一个结点或正、负电源短路，会产生巨大的电流。如果不经核查，这个电流会破坏晶体管或外围电路。因此，需要电流检测输出晶体管保护电路。在简单保护方案中，如果输出电流超过安全阈值，输出级关断。在比较复杂的方案中，电流传感器输出反馈到放大器中，试图限制输出电流到一个最大安全水平，同时允许放大器连续工作而无须关断。在这个方案中，如果限流保护无效，最后的手段是强制关断。有效的限流器还可在由于扬声器共振出现暂时的大瞬态电流时保持放大器安全工作。
　　欠压：大多数开关输出级电路只有当正电源电压足够高时才能正常工作。如果电源电压太低，出现欠压情况，就会出现问题。这个问题通常通过欠压封锁电路来处理，只有当电源电压大于欠压封锁阈值时才允许输出级工作。
　　输出晶体管导通时序：mh和ml输出级晶体管（见图6）具有非常低的导通电阻。因此，避免mh和ml同时导通的情况很重要，因为它会产生一个从vdd到vss的低电阻路径通过晶体管，从而产生很大的冲击电流。最好的情况是晶体管发热并且消耗功率；最坏的情况是晶体管可能被毁坏。晶体管的先开后合控制通过在一个晶体管导通之前强制两个晶体管都断开以防止冲击电流情况发生。两个晶体管都断开的时间间隔称为非重叠时间或死区时间。
　　图6、输出级晶体管的先合后开开关
　　注：switching output stage＝开关输出级
　　nonoverlap time＝非重叠时间
　　on＝导通
　　off＝断开
　　音质
　　在d类放大器中，要获得好的总体音质必须解决几个问题。
　　“咔嗒”声：当放大器导通或断开时发出的咔嗒声非常讨厌。但不幸的是，它们易于引入到d类放大器中，除非当放大器静噪或非静噪时特别注意调制器状态、输出级时序和lc滤波器状态。
　　信噪比（snr）：为了避免放大器本底噪声产生的嘶嘶声，对于便携式应用的低功率放大器，snr通常应当超过90 db，对于中等功率设计snr应当超过100 db，对于大功率设计应当超过110 db。这对于各种放大器是可以达到的，但在放大器设计期间必须跟踪具体的噪声源以保证达到满意的总体snr。
　　失真机理：失真机理包括调制技术或调制器实现中的非线性，以及为了解决冲击电流问题输出级所采用的死区时间。
　　在d类调制器输出脉宽中通常对包含音频信号幅度的信息进行编码。用于防止输出级冲击电流附加的死区时间会引入非线性时序误差，它在扬声器产生的失真与相对于理想脉冲宽度的时序误差成正比。用于避免冲击最短的死区时间对于将失真减至最小经常是最有利的；欲了解优化开关输出级失真性能的详细设计方法请参看深入阅读资料2。
　　其它失真源包括：输出脉冲上升时间和下降时间的不匹配，输出晶体管栅极驱动电路时序特性的不匹配，以及lc低通滤波器元器件的非线性。
　　电源抑制(psr)：在图2所示的电路中，电源噪声几乎直接耦合到输出扬声器，具有很小的抑制作用。发生这种情况是因为输出级晶体管通过一个非常低的电阻将电源连接到低通滤波器。滤波器抑制高频噪声，但所有音频频率都会通过，包括音频噪声。关于对单端和差分开关输出级电路电源噪声影响的详细说明请参看深入阅读材料3。
　　如果不解决失真问题和电源问题，就很难达到psr优于10 db，或总谐波失真（thd）优于0.1%。甚至更坏的情况，thd趋向于有害音质的高阶失真。
　　幸运的是，有一些好的解决方案来解决这些问题。使用具有高环路增益的反馈（正如在许多线性放大器设计中所采用的）帮助很大。lc滤波器输入的反馈会大大提高psr并且衰减所有非lc滤波器失真源。lc滤波器非线性可通过在反馈环路中包括的扬声器进行衰减。在精心设计的闭环d类放大器中，可以达到psr >； 60 db和thd ； 0.01%的高保真音质。
　　但反馈使得放大器的设计变得复杂，因为必须满足环路的稳定性（对于高阶设计是一种很复杂的考虑）。连续时间模拟反馈对于捕获有关脉冲时序误差的重要信息也是必需的，因此控制环路必须包括模拟电路以处理反馈信号。在集成电路放大器实现中，这会增加管芯成本。
　　为了将ic成本减至最低，一些制造商喜欢不 使用或使用最少的模拟电路部分。有些产品用一个数字开环调制器和一个模数转换器来检测电源变化，并且调整调制器行为以进行补偿，这可以参看深入阅读资料3。这样可以改善psr，但不会解决任何失真问题。其它的数字调制器试图对预期的输出级时序误差进行预补偿，或对非理想的调制器进行校正。这样至少会处理一部分失真源，但不是全部。对于音质要求宽松的应用，可通过这些开环d类放大器进行处理，但对于最佳音质，有些形式的反馈似乎是必需的。
　　调制技术
　　d类放大器调制器可以有多种方法实现，拥有大量的相关研究和知识产权支持。本文只介绍基本概念。
　　所有的d类放大器调制技术都将音频信号的相关信息编码到一串脉冲内。通常，脉冲宽度与音频信号的幅度相联系，脉冲频谱包括有用的音频信号脉冲和无用的（但无法避免）的高频成分。在所有方案中，总的综合高频功率大致相同，因为在时域内波形的总功率是相同的，并且根据parseval定理，时域功率必须等于频域功率。但是，能量分布变化很大：在有些方案中，低噪声本底之上有高能量音调，而在其它方案中，能量经过整形消除了高能量音调，但噪声本底较高。
　　最常用的调制技术是脉宽调制（pwm）。从原理上讲，pwm是将输入音频信号与以固定载波频率工作的三角波或斜波进行比较。这在载波频率条件下产生一串脉冲。在每个载波周期内，pwm脉冲的占空比正比于音频信号的幅度。在图7的例子中，音频输入和三角波都以0 v为中心，所以对于零输入，输出脉冲的占空比为50%。对于大的正输入，占空比接近100%，对于大的负输入，占空比接近0%。如果音频幅度超过三角波的幅度，就会发生全调制，这时脉冲串停止开关，占空比在具体周期内为0%或100%。
　　pwm之所以具有吸引力是因为它在几百千赫pwm载波频率条件下（足够低以限制输出级开关损失）允许100 db或更好的音频带snr。许多pwm调制器在达到几乎100%调制情况下也是稳定的，从原理上允许高输出功率，达到过载点。但是，pwm存在几个问题：首先，pwm过程在许多实现中会增加固有的失真（参看深入阅读资料4）；其次，pwm载波频率的谐振在调幅（am）无线电波段内会产生emi；最后，pwm脉宽在全调制附近非常小。这在大多数开关输出级栅极驱动电路中会引起问题，因为它们的驱动能力受到限制，不能以重新产生几纳秒（ns）短脉宽所需要的极快速度适当开关。因此，在基于pwm的放大器中经常达不到全调制，可达到的最大输出功率要小于理论上的最大值，即只考虑电源电压、晶体管导通电阻和扬声器阻抗的情况。
　　一种替代pwm的方案是脉冲密度调制（pdm），它在给定时间窗口（脉冲宽度）的脉冲数正比于输入音频信号的平均值。其单个的脉宽不像pwm那样是任意的，而是调制器时钟周期的“量化”倍数。1 bit Σ-Δ调制是pdm的一种形式。
　　Σ-Δ调制中的大量高频能量分布在很宽的频率范围内，而不是像pwm那样集中在载波频率的倍频处，因而Σ-Δ调制潜在的emi优势要好于pwm。在pdm采样时钟频率的镜像频率处，能量依然存在；但在3 mhz～6 mhz典型时钟频率范围，镜像频率落在在音频频带之外，并且被lc低通滤波器强烈衰减。
　　Σ-Δ调制的另一个优点是最小脉宽是一个采样时钟周期，即使是对于接近全调制的信号条件。这样简化下面是这些ic的一些特性：
　　ad1994 d类音频功率放大器包含两个可编程增益放大器、两个Σ-Δ调制器和两个功率输出级以在家庭影院、汽车和pc音频应用中驱动全h桥连接的负载。它产生的开关波形可驱动两个25 w立体声扬声器，或一个50 w单声道扬声器，具有90%的效率。其单端输入施加到一个增益可设置为0，6，12和18 db的可编程增益放大器（pga），以处理低电平信号。
　　ad1994具有集成保护以防止输出级受到过热、过流和冲击电流的危害。由于其特殊的时序控制、软启动和dc失调校准，与静音相关的咔嗒声很微小。其主要性能指标包括0.001%thd，105 db动态范围，大于60 db的psr，以及采用开关输出级连续时间反馈和优化的输出级栅极驱动器。其1 bit Σ-Δ调制器尤其为d类应用增强以达到500 khz平均数据频率，对于90%调制具有高环路增益，以及全调制稳定性。独立调制器方式允许驱动外部的大输出功率场效应管（fet）。
　　ad1994对于pga、调制器和数字逻辑采用5 v电源，对于开关输出级采用8 v～20 v高电压电源。相关的参考设计满足fcc b类emi标准要求。当以5 v和12 v电源驱动6Ω负载时，其静态功耗为487 mw，在2×1 w输出功率条件下功耗为710 mw，在待机方式下功耗为0.27mw。ad1994采用64引脚lfcsp封装，工作温度范围为–40°c～+85°c。