基于TPS40057的BUCK变换器

当fSYNC为300 kHz时，fSW取250 kHz，则RT=实际取200 kΩ。若外同步信号脉冲打断了三角波，会引起欠压保护生效，导致PWM输出被关闭。为了正确计算外同步频率下RKEF，这里引入一个假设的值RT(dummy)，RT(dummy)取170 kΩ，RKEF取值60.5 kΩ。

2.3 软启动

TPS40057利用闭环软启动功能确保输出电压在启动过程中的上升率可控。软启动引脚SS/SD与地之间须接电容CSS/SD用于设置软启动时间。内部2.3 μA的电流源对CSS/SD充电，在软启动引脚形成逐渐上升的电压VSS/SD，当VSS/SD小于125 mV时，芯片控制器定义为关机状态，所有的内部电路都被禁止使能;当VSS/SD大于210 mV时，芯片内部电路开始工作;当VSS/SD大于210 mV小于0.85 V时，内部电路被使能，但输出电压仍会下降;当VSS/SD大于0.85 V时，芯片输出驱动，输出电压开始上升;当VSS/SD升高至1.55 V时，芯片输出电压继续上升到达稳态。VSS/SD减去0.85 V后即为有效软启动参考电压VSSRMP，误差放大器的同相输入端接VSSRMP，另一同相输入端接0.7 V参考电压VFR，VSSRMP与VFB中较低者作为用于调节VFB的主导电压，为系统提供精确的闭环软启动参考。为了合理控制输出电压的上升趋势，软启动时间tSTART必须远大于输出滤波电感L和滤波电容C0的时间常数：tSTART>>2πx

。这里tSTART取1.5 ms。软启动电容值可由以下公式得出：

其中ISS/SD为软启动充电电流，一般为2.35 μA，则CSS/SD选取4.7 nF。

2.4 过流保护

电流保护引脚ILIM用于设置过流保护阀值，通常接一电阻RILIM到VCC，内置对地电流宿在RILIM上产生一定的压降，此压降与主开关管开通时的漏源极压降做比较，后级误差计数器对过流情况进行响应。TPS40057具有双重过流保护功能，第一重保护力逐脉冲保护方案，通过检测主开关管导通时漏源极压差来限制主管上电流。如果主管漏源极压差超过RILIM两端电压差，功率管驱动立刻被关闭，直到下一个开关周期到来前都无驱动输出。第二重保护包含一个基于脉冲的误差计数器，过流时计数器加一，不过流时减一，计数器计数值达到7时，芯片进行重启，同时经历7个软启动周期对其进行初始化。此间主开关管和同步整流管都关断。每经历一个软启动周期计数器就减一，当减至0时，PWM比较器重新被使能，输出电压正常开启。如果计数器仍然数到7个过流脉冲，芯片又进入第二重保护模式。限流点ILIM可由下式得到

其中，ISINK为电流宿电流，最小为8.5μA，IOC为过流点，通常为输出电流与二分之一电感电流峰值之和。VOS为过流比较器偏置电压，最大为-20 mV。本设计中，ILIM加上二分之一电感电流峰值，并增加30%的容差，即为预期的过流保护点IOC(4.7 A)。考虑到MOSFET的发热，RDS(on)也取增加30%的容差，即0.017 Ω。因此RILIM取值14 kΩ。

2.5 补偿网络

电压模式控制的BUCK变换器通常采用Ⅲ型双极点-双零点补偿网络，如图1所示，这种补偿网络的两个零点可以补偿由输出滤波电路产生的极点引起的相位滞后;两个极点用来抵消输出电容ESR引起的零点，第二极点用来保证开环传递函数有一个较好的相位裕量和增益裕量，同时在高频段幅频特性的下降斜率为-40 db/dec，对高频干扰有良好的抑制作用。补偿网络的零极点与RC参数的关系为：

这里取R1=10 kΩ，R2=2 kΩ，R3=510 Ω，C1=330μF，C2=22 nF，C3=4.7 nF，RBIAS=1.5 kΩ。根据各参数不难得到系统的开环和闭环传递函数，运用matlab-simulink对系统进行仿真，得到开环和闭环系统波特图，如图2所示。图3和图4分别为系统开环和闭环的阶跃响应曲线，可见闭环后系统稳定时间和超调量显著减小。

3 实验结果

对BUCK变换器进行实验验证，图5为输出电压建立过程，可以看出软启动时间控制在1.5 ms。图6为负载在满载2 A和空载状态切换时，输出电压纹波的动态响应，可见输出电压稳定时，纹波峰峰值为50 mV，负载突变时，输出电压变化量在150～200 mV范围内。图7和图8分别为负载突卸和突加瞬间的动态响应波形，可见输出电压动态恢复时间为200μs，符合预期性能指标。

4 结束语

文中主要对TPS40057的功能进行详细说明，并给出了芯片外围电路主要参数的设计方法，着重对补偿环路的参数进行了仿真，最后搭建了基于TPS40057的BUCK变换器并进行稳测试，从实际应用的角度验证了芯片功能和设计的可行性。