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高效率高谐波抑制功率放大器的设计

时间:06-24 来源:道客巴巴 点击:

0 引言

随着无线通信的快速发展和广泛普及,无线系统标准对收发机的性能要求越来越高。功率放大器作为发射机的主要组成部分,其指标决定着发射机的性能,如效率 决定着整机功耗,线性度决定着整机的动态范围,谐波分量大小又是发射机线性度的度量。传统的功率放大器为了获得较高效率,功放管通常会工作于饱和状态,这 时将有大量的谐波分量产生。如果不对谐波分量加以回收和抑制,这不单会造成能量的浪费,降低了其效率,还会对其他信道的信号造成干扰。

通常功率放大 器为了获得较高的效率和较低的谐波分量都使得功率放大器工作于F类,但该结构需要采用λ/4传输线,占用空间面大,不利于小型化。采用了 低通输出匹配网络设计了一个工作于E类的功率放大器,在11 dBm输入时的2~5阶谐波分量分别为:-19 dBc、-30 dBc、-38.5 dBc、-41.7 dBc。但该结构采用E类放大器,它要求功放管具有较高的集电极击穿电压,这与集成电路发展趋势相违背。采用GaN工艺设计的功率放大器,为了 获得较好的谐波性能,该设计在输出匹配网络中引入了两根开路传输线,但开路传输线的使用使得该方法与现代电路向小型化、集成度高方向发展相违背。

本文提出了一种结构简单、利于集成且具有谐波抑制功能的输出匹配网络,利用该方法采用InGaP/GaAs HBT工艺设计了一个工作于2 GHz频率的功率放大器。测试结果表明,利用该方法设计的功率放大器获得了较高的效率和很好的谐波性能。

1 电路设计

一个典型的功率放大器通常由输入匹配网络、放大电路、直流偏置电路和输出匹配网络组成。然而对功率放大器性能起决定性作用的还是匹配网络。它作为 功率放大器的重要组成部分,任何一个不合适的匹配网络都可能会引起电路的不稳定,导致功率放大器输出功率小、效率低,恶化其线性度。设计匹配网络时,在满 足基本的阻抗变换的同时,还要兼顾到其谐波阻抗,插入损耗以及网络的带宽,最后还需要考虑所设计的网络是否易于实现以及小型化。

1.1 具有谐波抑制功能的输出匹配网络

输出匹配网络作为匹配网络中最重要的部分,决定着功率放大器的功率和效率,以及最终功率放大器的谐波性能。文献[6-7]详细说明了输出匹配网络二次谐 波阻抗对其效率的影响,但都忽略了高次谐波的影响。本文设计的输出匹配网络在考虑二次谐波阻抗的同时,还兼顾了高次谐波阻抗,其结构如图1所示。

其中C1起隔直作用,L1、C3和L5、C2构成一个二级低通网络,在基频时主要起阻抗变换作用,在高阶奇次谐波处呈现出高阻抗,C4和L4构成一个串 联LC谐振网络,谐振频率为2ω0,其中ω0为基频,使得输出网络在二次谐波处得到一个短路的负载。该结构类似于F类功率放大器[8],对奇次谐波负载呈 现高阻抗,对偶次谐波负载呈现低阻抗,有利于对功放管的输出电压电流波形进行整形,减小两者之间的重合提高了效率[9]。同时为了对高次谐波能量进行回收 和抑制,在该两级LC低通匹配中加入了两个电感L3和L2,它和C3、C2构成一个串联谐振网络,谐振频率分别为3ω0和5ω0,即分别对3次谐波和5次 谐波进行处理。输出匹配结构的分析如下:对于功放管的负载,它的值大小与输出功率的关系为:

1.png

为了获得较好的网络带宽,两级LC低通匹配网络中间级的阻抗为:

2.png

对于由LC构成的谐波处理网络,当其谐振在高次谐波频率上时,在基频处,该网络等效为一个电容,如图2所示,设L2C2谐振在n次谐波处(图2(a)),在基频处它等效为电容Ceq1(图2(b)),其关系为:

3.png

工作于基频时,该网络的阻抗为:

4.png

联立(3)(4)两式得:

 5.png

即谐振网络在基频处的等效电容与谐振网络的电容关系为:

 6.png

对于本设计因L2C2谐振在5次谐波频率处,L3C3谐振在3次谐波频率处,所以有:

713.png

对于L4C4组成的串联谐振网络,其谐振频率为2ω0,主要用于回收2次谐波能量,这样能对功放管输出端的电压和电流波形进行整形,减小两者之间的重合,提高功率放大器的效率。电容电感两者之间满足以下关系式:

14.png

1.2 整体电路设计

本文采用以上介绍的具有谐波抑制功能的输出匹配网络,采用InGaP/GaAs HBT工艺设计了一个工作于2 GHz频率的高效率高谐波抑制的功率放大器,该放大器采用三级放大结构,供电电压为5 V,具体电路结构如图3所示。

该设计为了获得高的增益采用了三级放大结构,其中第一级工作于A类状态,以获得高的线性度,该级采用了一个RC负反馈使电路能稳定工作;第二级工作于浅 AB类状态;第三级为了获得高的效率工作于深AB类状态。其中虚线方框内

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