基于高速IGBT的100kHz高压-低压DC/DC转换器

摘要：本文分析了一种基于高速IGBT的软开关移相全桥带同步整流的DC/DC转换器。移相全桥拓扑的软开关技术是混合动力汽车和电动汽车高压-低压DC/DC转换器的主流关键技术。业界早期使用MOSFET作为主功率单元，随着该DC/DC转换器的功率需求逐渐增大，基于MOSFET的设计系统效率急剧下降，已经不能满足应用要求。本文采用英飞凌第三代高速IGBT和快速二极管功率模块F4-50R07W1H3作为DC/DC转换器核心主功率单元，采用无核传感技术的驱动芯片1ED020I12FA2，使开关器件工作在100kHz的软开关状态下，用以评估替代超级结场效应管(Super-junction MOSFET)的可行性，为未来更大功率的DC/DC转换器提供基础解决方案。实验表明，在220V到400V的宽范围内，输出14V 145A的全范围效率均可达90%以上，证明第三代高速IGBT是这个未来市场的主流方案之一。

绪论

DC/DC变换器是电动汽车、混动汽车等新能源汽车中不可或缺的辅助性电子设备，它取代了传统汽车原有的发动机通过皮带带动的发电机，给车辆电压12V网络供电。实现了车辆推进系统和辅助供电系统的分离。为提高整车系统效率提供了便利条件。它的输入是高压储能动力电池系统，输出是低压12伏电源网络，因此叫做高压-低压DC/DC变换器(HV-LV DC/DC Converter)，见图1。该DC/DC变换器通常功率为1~3kW[1]。


零电压开关的移相全桥是这一应用的通用拓扑[2-3]。这一拓扑结构见图2，其优点是通过移相调制利用系统寄生参数(变压器漏感Lleak和开关器件输出电容Coss)，而且这一软开关拓扑工作在定频的开关频率下，非常有利于器件寄生参数选取。


典型的用于电动汽车与混合动力汽车的移相全桥转换器要求如下：高压输入来自于高压电池组，电压大约200V到400V;输出部分连接低压电池和弱电负载，电压14V左右。表1给出该DC/DC转换器的典型指标。基于100kHz的开关频率和输入电压范围指标，目前这个应用的多数开关器件都是超级结场效应管(Super-junction MOSFET) [4]。IGBT原本多用于1kHz到20kHz的开关频率应用。随着结构的改进，开关损耗降低，高速IGBT逐渐在更高的开关频率得以应用。本文根据这一前沿趋势，研究这种改进的高速IGBT在高压到低压DC/DC中的100kHz开关应用。


本文结构如下：第一章论述高频开关工作的IGBT现状;第二章论述该高压到低压DC/DC转换器的具体设计方案;第三章展示实验结果，包括开关细节波形和效率测试。

1 高频开关工作的IGBT技术

超级结技术的MOSFET基于电荷补偿原理，早在1998年就进入市场[5]，在600V耐压级别的应用范围里形成一场革命。其最重要的优点是它在寄生二极管的有源层中采用了垂直PN细条的三维结构，它能维持相同的阻断电压，但是由于减小了垂直PN条的宽度，导通电阻得以成比例的减小。采用这个方法，单位面积导通电阻可降低5-10倍。在超级结技术产生之前，在600V耐压级别应用领域不可避免地会使用具有优良导通损耗的IGBT。而限于IGBT特有的拖尾电流和由此导致的开关损耗，开关频率始终在20kHz以下。两种当时主流的IGBT(PT和NPT)都存在这种拖尾电流[6] 。

改变这一现象的标志性技术进步由沟槽栅场终止结构IGBT(英飞凌制造)和软穿通结构IGBT(ABB制造)实现[7]。沟槽栅场终止结构IGBT诞生于2000年[8]，改进了IGBT的关断拖尾电流波形。其后沟槽栅场终止结构IGBT基于不同的应用场合被进一步优化。优化的IGBT工作在20kHz到40kHz的开关频率应用于电焊机、太阳能逆变器和UPS方面[9]。英飞凌于2010年发布了为高频硬开关优化的600V沟槽栅场终止结构IGBT，又在2012年发布了一系列用于不同应用领域的沟槽栅场终止结构IGBT[10-11]。这些新型IGBT的诞生，为本文的100kHz开关移相全桥拓扑提供了基础条件。
                                
2 DCDC转换器电路设计

该DC/DC转换器采用英飞凌的650V 50A高速IGBT和快速二极管模块Easy module 1B，具体电路形式见图9，主要采用的电子元件见表2。

2.1 主功率变压器设计
主变压器匝比，计算见公式1，其中和MOSFET有区别的地方在于开关器件结压降变成了IGBT的集电极到发射极压降Vcesat。更高的匝比数可以降低原边流过IGBT的电流有效值，但是另一方面，由于变压器漏感引起的丢失占空比使得最低输入电压220V和额定输出电压13.8V的有效占空比应控制在85%以内，因此最后选择匝数比为13:1:1。

(1)
为了正确选择磁芯尺寸，保证变压器不会饱和，应计算最大磁场密度 B，具体计算见公式(2)[12]。其中Ae是磁芯截面积，n1是变压器原边匝数。λ是副边的伏秒积。

(2)
计算伏秒积的公式见(3)。

(3)2.2 同步整流电路设计
同步整流技术可以显著提高副边的整流效率，降低整流产生的损耗。常见的同步整流电路拓扑有三种，全桥整流，全波整流和倍流整流。倍流整流在这种应用中需要耐压更高的开关器件，因此会产生更大的通态损耗，系统效率在86%左右，而全桥整流和全波整流都可以达到90%以上的效率。本设计选用了全波整流拓扑，如图3所示。相比于全桥整流电路，变压器副边需要多一个中心抽头，但是所用的半导体数量会减少一半。虽然半导体上的电压应力因为副边两个绕组的关系需要耐压更高，但是MOSFET数量的减少使两种拓扑的损耗基本一致。仿真计算结果也支持了这一分析，而且全波整流在更高负载的效率也比全桥整流略有优势。


输出滤波电感的设计主要是满足电流连续，因此计算公式见4。由公式可知，提高开关频率有利于减小电感感值，也有利于较小电感尺寸。

(4)2.3 电流检测变压器设计
常见的电流传感方案有采样电阻、霍尔传感器，电流检测变压器等等，电流检测变压器具有低成本和电气隔离的特点，本设计采用了电流检测变压器来检测电流信号。在拓扑中电流检测传感器有两种检测位置，如图4所示。


放置在直流母线侧的电流检测传感器可以检测上下臂直通短路，但是由于其负载是单向的，要避免短路时发生的磁饱和会比较困难，特别是要注意饱和点要超过主变压器原边的饱和点，否则无法检测短路电流。如果电流检测传感器的设计在主变压器的原边，由于其工作在双向模式，因此磁通密度提高了一倍。而无法检测上下臂直通的缺点通过驱动芯片来弥补，设计采用的驱动芯片具有互锁功能，有效防止上下臂直通短路。