双频带带通滤波器设计方法

抗网络的组合作用。

从这个电路模型可以很明显看出，双通带中有一个通带主要取决于ASSR的固有 通带，另一个通带则由相连的微带线和ASSR等效阻抗网络的组合产生。显然，通带2可以通过L2独立进行调整。另外，ASSR的几何参数可以同时影响两个 通带。为示范这种模型的有效性，我们使用曲线拟合方法实现了以三个不同原型为目标的抽取过程。图3对全波仿真结果和电路仿真结果进行了比较。

图3：基于ASSR的双频带带通滤波器的等效电路模型。

在感兴趣的特定频率范围内，全波电磁仿真结果与电路级仿真结果在全部三种情况下都非常接近。两种仿真器都非常清晰地展示了基于ASSR设计的双频带 现象，有助于验证电路模型和推荐的双频带带通滤波器设计方法。增加L1值会使两个通带的频率向下移动，并在很大程度上影响到所有元件(案例1和2)。另一 方面，增加W5只会降低第二个通带的中心频率，并且对L2有很大影响。显然，给出的比较结果再次验证了从电路模型得出的指导方针。总之，只需L1和W5两 个几何参数(图1)，就足以高效地控制这种滤波器设计的双频带操作过程。

根据上述分析可以知道，紧凑型双频带带通滤波器可以 使用ASSR结合微带传输线进行设计。优化过程只需调整两个主要的几何参数：L1和W5，因此在这些滤波器的调整和优化方面具有很大的灵活性。为了用实际 硬件演示软件分析的有效性，对表1中的案例1描述的原型进行了制造和测量。方便起见把它叫做原型A。另外，称为原型B的第二个双频带带通滤波器也进行了制 造和表征，以进一步验证这种设计方法。第二个滤波器设计工作通带处于从1710MHz至1880MHz的DCS1800频段以及从2400MHz至2483MHz的工业-科学-医疗(ISM)频段内。

图4：图中比较了三种原型双频带带通滤波器案例下的全波和电路仿真结果，其中"fw"代表全波仿真，"cm"指电路模型仿真。

两种滤波器的调谐过程都非常高效，并且两种原型都达到了目标通带与性能水平。图5显示了两种原型滤波器的照片，其中以毫米刻度的直尺作为滤波器大小的参考。两种原型滤波器分别用安立(Anritsu)公司的ME7808A微波矢量网络分析仪进行了表征，这款分析仪的模块工作频率可达110GHz。对原型滤波器的仿真和测量结果分别见图6和图7。

图5：该照片显示了所制造的原型滤波器A和B。

如图6和图7所示，在感兴趣的特定频段内，仿真和测量结果具有很好的一致性。结果中微小的差别源自制造误差和/或电路元件达到要求值时的容差。与较 低通带相比，较高通带的带宽相对较窄，并且具有小得多的分数带宽。对原型A来说，频带比约为1.58，双通带的3dB分数频率带宽约为3%和0.5%。双 通带间的频带抑制值约为36dB。对原型B来说，测量结果表明双通带的中心频率约为1.81GHz和2.44GHz，频带比约为1.34。对应的3dB分数频率带宽为12.7%和0.8%。原型B的双通带间频带抑制值约为17dB，这是两个通带之间的一个可接受的隔离值。这些结果显示了这种创新设计方法以紧凑尺寸创建双频带带通滤波器的高效性，而且只需调整两个主要的几何参数就能完成调整。

图6：图中显示了滤波器原型A的仿真结果和测量结果。在本例中，L1=11.5mm，W5=0.3mm。

总之，ASSR和标准微带电路的这种使用方法允许制造出相当紧凑的、工作在微波频率的双频带带通滤波器，并且具有良好的通带响应性能，通带间也具有足够的隔 离度。为这些滤波器开发的等效电路模型非常精确，仿真结果与所制造的原型滤波器的测量结果也非常接近。计算机仿真性能和对所制造滤波器的测量性能之间的任 何偏差，都归因于工艺变化以及达到计算机仿真中采用的高精度电路单元值的难度。尽管如此，随着许多相互靠得很近的频段必须共存的无线通信领域中应用数量的 不断增加，这种创新设计方法在创建要求双通带的微型化分立与集成电路(IC)滤波器方面表现出了极好的前景。

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