运放稳定性连载13：RO何时转变为ZO？(2)
时间：08-06
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现在我们可以建立如图7.16所示的、完整的射极跟随器ZO曲线图集。从图7.16中我们可以看出，ZO由RO决定，RO对于放大器的单位增益带宽而言是常数，其会随着负载电流的上升而下降。请注意，ZO是根据源极和漏极电流在轻负载条件下以及重负载条件下源极或漏极ZO无显著差别的情况下得出的。在双极性射极跟随器放大器产品说明书中应包含了这些重要的ZO曲线。
图 7.16：完整的ZO曲线：双极性射极跟随器
双极性射极跟随器输出放大器的ZO及容性负载
对于射极跟随器输出级的容性负载，我们将采用图7.17中的模型。我们可以从产品说明书中查询参数，也可以通过测量放大器无容性负载下的Aol曲线获得参数。在放大器的空载Aol曲线上，RO与CL相互作用形成第二个极点fp2。
图 7.17：双极性射极跟随器ZO及容性负载
我们将在射极跟随器双极性放大器上施加许多不同的容性负载，并测出RO及CL相互作用形成的极点fp2。图7.18中的电路使用LT作为DC短路器来建立DC工作点。LT对于任选的AC频率实现开路，因而我们可以观察到已修正的Aol曲线。CT对DC开路但对任何频率的目标AC短路，并且CT还起到将AC测试源VG与电路连接的作用。通过检验我们发现 Aol = VOA / VM。
图 7.18：用于测量修正Aol曲线的Tina SPICE电路
图7.19显示了多种不同容性负载情况下的最终修正Aol曲线。
图 7.19：不同CL值的修正Aol曲线
图7.20详细描述了RO及CL引起的fp2极点在修正Aol曲线中的预测位置。图中还显示了对应于每个fp2的实际的Tina SPICE测量位置。由于采用了稳定的综合技术，Tina SPICE测量的fp2实际值与我们的预测值并无显著差异。
图 7.20：不同CL的fp2位置：预测值及实际值
双极性射极跟随器输出放大器ZO的总结
图7.21汇总了双极性射极跟随器放大器ZO的关键参数。在放大器的单位增益带宽范围内，ZO由RO决定，且相对频率而言为常数。当DC输出负载电流增加时，RO降低并与IOUT成反比。容性负载、CL与RO相互作用以在原先的放大器Aol曲线上形成第二个极点fp2。我们可以使用修正Aol曲线，来综合考虑适当的闭环补偿值以获得更好的稳定性。RO会随过程与温度的变化而相应发生变化。对应于过程及温度变化的经验法则是0.65* ROtyp (-55C) ～ 1.5* ROtyp (125C)，其中ROtyp为25C时的RO典型值。我们业已开发的经验法则不总是适用于双极性射极跟随器放大器的开环输出阻抗。可从放大器制造商处获得最完整和最精确的ZO数据，经测量也能获得。
图 7.21：双极性射极跟随器ZO的总结
CMOS RRO（轨至轨输出）放大器的ZO
图7.22显示了典型的CMOS RRO放大器拓扑。此类输出级中，RO（小信号、开环输出电阻）通常是ZO（小信号、开环输出阻抗）的主要组成部分。RO与大多数DC负载电流成反比。然而在轻负载电流情况下，RO与DC负载电流成正比。在中低频区域，ZO通常呈现为容性。由于RL（输出端的阻性负载）与ZO容性部分相互作用，因而放大器Aol曲线在低频区域将受到影响。
图 7.22：典型的 CMOS RRO 放大器
图7.23以CMOS RRO放大器为例列出了相关参数。OPA348也是一种RRI（轨至轨输入）放大器。CMOS RRIO（轨至轨输入/输出）拓扑理想适用于具有以下特性的单电源应用：输入和输出轨上的摆幅很小、极低的静态电流以及极低的输入偏置电流。其噪声通常比双极性射极跟随器放大器要高得多。
图 7.23：示例参数：CMOS RRIO放大器
图7.24是我们针对典型CMOS RRO放大器绘制的简化模型，该放大器使用可控制电流源GM2的电压输出差分前端GM2驱动RO，从而产生可控制输出电流源GMO的电压。电容CO反馈至RO、GM2结点。从这个简化模型可以看出，在高频段ZO = RO。当频率从高频向中、低频变化时，我们将看到CO产生的作用，ZO也因此呈现容性。
图 7.24：简化模型：CMOS RRO放大器
如图7.25所示，对于大多数CMOS RRO放大器而言，放大器输出端无负载时，输出级的AB类偏置电流约为整个放大器静态电流的½。在高频段ZO = RO。RO与gm（MOSFET 的电流转换率）成正比。但是MOSFET的gm与ID（漏极电流）的平方根成反比。
图 7.25：ZO定义：CMOS RRO放大器
图7.26详细描述了CMOS RRO RO模型，其由半推 (QP) 拉 (QM) 输出MOSFET的电流控制电阻器组成。每个电流控制电阻器RPip及RMim 与相应MOSFET上的漏极电流的平方根成正比。当回馈至放大器的输出端时，两个电流控制电阻器并联，相应的值为RO。这些电阻器的并联方程可以建立一个数学方程，通过该方程意外地得出了一个传输函数。当IOUT小幅增大时，RO将持续增大直至其中一个输出MOSFET完全关闭并且退出A-B类模式。
图 7.26：RO模型：CMOS RRO放大器
图7.27中的计算示例显示出RO与IOUT小幅变化值之间的特有关系。在A-B类偏置模式下，流过两个器件的QP及QM的电流均为22uA时，RO等于200Ω。Im增大表示IOUT流入放大器输出端的电流也在增大，QP接收的电流逐渐减小直至当Im = 44μA时完全关闭。此时，RO为最大值 (RO Max = 282.25Ω )。IOUT电流增大则RO将会减小。
图 7.27：RO增大/减小参数实例
我们已经选择了OPA348、CMOS RRIO放大器来研究CMOS RRO ZO。该器件具有非常精确的SPICE宏模型，其ZO参数通过了实验室测评。通过Tina SPICE能方便地查看ZO参数。在第一个ZO测量中我们将使用最大负载电10mA。请注意：图7.28所示的测试电路中，电流计 IOUT 的作用是确保将IOUT的DC值精确控制在10mA。简单地将V1除以RL不能完全解决放大器输入补偿电压的参数问题，这可能会导致意外误差。
图 7.28：ZO、重负载、IOUT = +10mA
IOUT等于10mA时的ZO AC图中包含一个34.79Ω的高频RO元件。ZO在低于10kHz的频段明显呈现容性。我们推测RO的输出电流最低，原因是QM完全关闭且所有的输出级电流都流过QP。
图 7.29：ZO AC图、重负载IOUT = +10mA
图7.30中的重负载RO模型说明：RO的输出电流最低，原因是QM完全关闭且所有的输出级电流都流过QP。
图 7.30：重负载RO模型
我们将使用图7.31中的电路计算空载ZO曲线。根据IQ与IAB关系的经验法则，OPA348中IQ=45μA，所以IAB=22.5μA。483.65fA的误差电流对空载ZO曲线不会有显著的影响。
图 7.31：ZO、无负载IOUT = 0mA
如图7.32所示，IOUT等于0mA时的ZO包含一个196.75Ω的高频RO元件。ZO在低于3kHz的频段明显呈现容性。
图 7.32：ZO AC图、无负载IOUT = 0mA
图7.33中的空载RO模型表明，OPA348中的输出QP及QM对RO具有相同的影响。图中同时假定A-B类偏置电流为22.5μA。
图 7.33：无负载RO模型
图 7.16：完整的ZO曲线：双极性射极跟随器
双极性射极跟随器输出放大器的ZO及容性负载
对于射极跟随器输出级的容性负载，我们将采用图7.17中的模型。我们可以从产品说明书中查询参数，也可以通过测量放大器无容性负载下的Aol曲线获得参数。在放大器的空载Aol曲线上，RO与CL相互作用形成第二个极点fp2。
图 7.17：双极性射极跟随器ZO及容性负载
我们将在射极跟随器双极性放大器上施加许多不同的容性负载，并测出RO及CL相互作用形成的极点fp2。图7.18中的电路使用LT作为DC短路器来建立DC工作点。LT对于任选的AC频率实现开路，因而我们可以观察到已修正的Aol曲线。CT对DC开路但对任何频率的目标AC短路，并且CT还起到将AC测试源VG与电路连接的作用。通过检验我们发现 Aol = VOA / VM。
图 7.18：用于测量修正Aol曲线的Tina SPICE电路
图7.19显示了多种不同容性负载情况下的最终修正Aol曲线。
图 7.19：不同CL值的修正Aol曲线
图7.20详细描述了RO及CL引起的fp2极点在修正Aol曲线中的预测位置。图中还显示了对应于每个fp2的实际的Tina SPICE测量位置。由于采用了稳定的综合技术，Tina SPICE测量的fp2实际值与我们的预测值并无显著差异。
图 7.20：不同CL的fp2位置：预测值及实际值
双极性射极跟随器输出放大器ZO的总结
图7.21汇总了双极性射极跟随器放大器ZO的关键参数。在放大器的单位增益带宽范围内，ZO由RO决定，且相对频率而言为常数。当DC输出负载电流增加时，RO降低并与IOUT成反比。容性负载、CL与RO相互作用以在原先的放大器Aol曲线上形成第二个极点fp2。我们可以使用修正Aol曲线，来综合考虑适当的闭环补偿值以获得更好的稳定性。RO会随过程与温度的变化而相应发生变化。对应于过程及温度变化的经验法则是0.65* ROtyp (-55C) ～ 1.5* ROtyp (125C)，其中ROtyp为25C时的RO典型值。我们业已开发的经验法则不总是适用于双极性射极跟随器放大器的开环输出阻抗。可从放大器制造商处获得最完整和最精确的ZO数据，经测量也能获得。
图 7.21：双极性射极跟随器ZO的总结
CMOS RRO（轨至轨输出）放大器的ZO
图7.22显示了典型的CMOS RRO放大器拓扑。此类输出级中，RO（小信号、开环输出电阻）通常是ZO（小信号、开环输出阻抗）的主要组成部分。RO与大多数DC负载电流成反比。然而在轻负载电流情况下，RO与DC负载电流成正比。在中低频区域，ZO通常呈现为容性。由于RL（输出端的阻性负载）与ZO容性部分相互作用，因而放大器Aol曲线在低频区域将受到影响。
图 7.22：典型的 CMOS RRO 放大器
图7.23以CMOS RRO放大器为例列出了相关参数。OPA348也是一种RRI（轨至轨输入）放大器。CMOS RRIO（轨至轨输入/输出）拓扑理想适用于具有以下特性的单电源应用：输入和输出轨上的摆幅很小、极低的静态电流以及极低的输入偏置电流。其噪声通常比双极性射极跟随器放大器要高得多。
图 7.23：示例参数：CMOS RRIO放大器
图7.24是我们针对典型CMOS RRO放大器绘制的简化模型，该放大器使用可控制电流源GM2的电压输出差分前端GM2驱动RO，从而产生可控制输出电流源GMO的电压。电容CO反馈至RO、GM2结点。从这个简化模型可以看出，在高频段ZO = RO。当频率从高频向中、低频变化时，我们将看到CO产生的作用，ZO也因此呈现容性。
图 7.24：简化模型：CMOS RRO放大器
如图7.25所示，对于大多数CMOS RRO放大器而言，放大器输出端无负载时，输出级的AB类偏置电流约为整个放大器静态电流的½。在高频段ZO = RO。RO与gm（MOSFET 的电流转换率）成正比。但是MOSFET的gm与ID（漏极电流）的平方根成反比。
图 7.25：ZO定义：CMOS RRO放大器
图7.26详细描述了CMOS RRO RO模型，其由半推 (QP) 拉 (QM) 输出MOSFET的电流控制电阻器组成。每个电流控制电阻器RPip及RMim 与相应MOSFET上的漏极电流的平方根成正比。当回馈至放大器的输出端时，两个电流控制电阻器并联，相应的值为RO。这些电阻器的并联方程可以建立一个数学方程，通过该方程意外地得出了一个传输函数。当IOUT小幅增大时，RO将持续增大直至其中一个输出MOSFET完全关闭并且退出A-B类模式。
图 7.26：RO模型：CMOS RRO放大器
图7.27中的计算示例显示出RO与IOUT小幅变化值之间的特有关系。在A-B类偏置模式下，流过两个器件的QP及QM的电流均为22uA时，RO等于200Ω。Im增大表示IOUT流入放大器输出端的电流也在增大，QP接收的电流逐渐减小直至当Im = 44μA时完全关闭。此时，RO为最大值 (RO Max = 282.25Ω )。IOUT电流增大则RO将会减小。
图 7.27：RO增大/减小参数实例
我们已经选择了OPA348、CMOS RRIO放大器来研究CMOS RRO ZO。该器件具有非常精确的SPICE宏模型，其ZO参数通过了实验室测评。通过Tina SPICE能方便地查看ZO参数。在第一个ZO测量中我们将使用最大负载电10mA。请注意：图7.28所示的测试电路中，电流计 IOUT 的作用是确保将IOUT的DC值精确控制在10mA。简单地将V1除以RL不能完全解决放大器输入补偿电压的参数问题，这可能会导致意外误差。
图 7.28：ZO、重负载、IOUT = +10mA
IOUT等于10mA时的ZO AC图中包含一个34.79Ω的高频RO元件。ZO在低于10kHz的频段明显呈现容性。我们推测RO的输出电流最低，原因是QM完全关闭且所有的输出级电流都流过QP。
图 7.29：ZO AC图、重负载IOUT = +10mA
图7.30中的重负载RO模型说明：RO的输出电流最低，原因是QM完全关闭且所有的输出级电流都流过QP。
图 7.30：重负载RO模型
我们将使用图7.31中的电路计算空载ZO曲线。根据IQ与IAB关系的经验法则，OPA348中IQ=45μA，所以IAB=22.5μA。483.65fA的误差电流对空载ZO曲线不会有显著的影响。
图 7.31：ZO、无负载IOUT = 0mA
如图7.32所示，IOUT等于0mA时的ZO包含一个196.75Ω的高频RO元件。ZO在低于3kHz的频段明显呈现容性。
图 7.32：ZO AC图、无负载IOUT = 0mA
图7.33中的空载RO模型表明，OPA348中的输出QP及QM对RO具有相同的影响。图中同时假定A-B类偏置电流为22.5μA。
图 7.33：无负载RO模型
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