WCDMA-HSDPA技术研究及改进方案

3、CDMA多速率系统中Pr与Rb的关系和下行容量  

可证明在码分多址条件下，当数据用户数较多，例如M=8时，当数据信道和语音信道的速率比K=Rbd/Rbv≤6的情况下，BER一定时，用户数据速率比与语音收信功率比K≈Kˊ，这表明数据用户的收功率比值正比于它们的数据速率比，或反比于它们的扩频系数比，用户数据速率上升时占用的容量上升，要求的发功率增大。但当数据用户与语音用户的速率比K=48且只有一个数据用户时，K/Kˊ=1.86。此时的数据速率相当于48个语音用户数据速率的捆绑，所需的发功率才相当于25.8个语音用户，约可节省一半的发功率，同时使自干扰大幅下降，系统容量上升。现在由于两路信道的收信功率要求值差别很大，极可能产生弱信号的淹没现象。  

上述结论可用于VSF CDMA系统。改变SF时，Rb改变，所以当两个码道的SF比小于6时，低SF码道所占的容量正比于多个码道的捆绑。然而在CDMA/TDMA系统中，TDMA码道的数据速率极高，可以大幅度提高功率利用率，提升系统容量。  

通过我们的推导和计算，基站单载波下行最大用户数Nmax列于表2。  



表2　小区下行最大用户数

表2为WCDMA和cdma2000标准的小区下行语音最大用户数Nmax。由于cdma2000传语音时的配置和IS-95相同，为便于与实用系统比较，在表2中只列出IS-95的计算结果。表2中Nmax一栏同时给出相邻小区干扰因子n分别取0.04/0.6/1.778时的Nmax值。此处求得的Nmax是不能作为小区的实际用户数考虑的，一般而言，只能取它的60%作为可用值。参考文献中给出的cdma2000 1x小区的实际用户数为13。小区的最大用户数Nmax，即容量由CDMA系统的自干扰决定，此时即使增大基站发信总功率，亦无法增大小区容量。表2中还给出经码道捆绑后小区的最大无线接入Rbmax，可用于估算小区可能达到的最大数据速率。由于3G系统是一个公共多用户系统，所以该Rbmax是不可能只提供给1或2个用户使用的。  

在下行链路中也可以采用改变SF的方法改变用户无线接入速率，改变SF等效于Rb的改变。根据前面导出的Pr与Rb的关系，说明改变SF等效于码道的捆绑，也无法提升系统容量，还可能招致收信端强信号淹没弱信号的问题。因此CDMA的3G主流标准几乎不可能提供它所声称的步行环境384kbit/s，静止环境2Mbit/s的用户无线接入速率。  

4、HSDPA技术缺陷研究  

从第2节可知，HSDPA采用将码道捆绑后再使用TDMA这两种方法和改变调制方式来增加Rb。首先使用码道捆绑的方法将导致用户收信号子信道间的自干扰，很不合理。其次HSDPA多个捆绑码道的数据速率相等，根据前面导得的系统容量和信道功率比关系式可以推定利用码道捆绑的TDMA方式不可能大幅增加系统容量。HSDPA方式选用的SF=16，是语音信号的1/8，可能导致语音信号被淹没，或收信质量下降。  

在表1最后一行的情况下，小区内至少使用两个扰码分别作为HS-DSCH和语音信道的信道地址码，此时小区内会引入异步地址码干扰，和使用一个扰码的同步地址码小区容量相比，使用2个扰码的小区容量将下降。小区内使用多个扰码时，可用地址码数可以成倍上升，但是会导致小区容量下降。所以WCDMA在一个小区中可安排16个扰码作为信道地址码的做法也是不合理的。此时HS-DSCH的码道数为15，单码道的速率Rbˊ=10877/15=725kbit/s，取m=O.76，经过纠错编码取d=5dB（此时并未考虑调制方式对门限值的影响），利用小区下行容量公式计算Nmax时，得到的Nmax≈1.8，即不可能使用15个码道，而且此时已占用该载波的全部容量，因此必须使用一个独立载波。当语音用户同时存在时，假设基站分配30%的功率用于语音业务，那么此时基站仅能够支持一条速率为725kbit/s的码道，由于HS-DSCH码道的数据速率较高，还可能淹没语音信道的信号。  

另一方面在CDMA系统中一般也不易使用高频谱效率的16QAM调制方式，因为这些调制方式的功率利用率较低，将会使要求的门限值d上升，使自干扰上升，系统容量下降。因此，在HSDPA系统中想通过改变调制方式提高Rb，其作用不大。  

从上面的分析可以看出HSDPA缺少技术理论基础，利用现有的CDMA基本原理无法实现HSDPA应该给多个用户同时提供高速数据、语音或低速数据的应用要求。  

5、用干扰抵消器和码分多址／时分多址实现多速率兼容的方法  

此处提出一种可行的CDMA/TDMA方案。这种方法的基本特点是从WCDMA分配给一个小区的16个扰码中选用两个扰码分别用于CDMA或TDMA方式的信道地址码，也就是说一个小区内只使用一个频点，TDMA的高速数据用户信道和CDMA的语音或低速数据用户信道各使用一个短PN序列地址码。显然TDMA信道的信号将严重干扰语音或低速数据用户的接收，因此它们的接收机中必须使用最易实现的干扰抵消器，只用于消除一条TDMA高速数据信道产生的自干扰即可；为了提高高速数据用户的服务质量，对于高速数据用户也可使用干扰抵消器，用于消除采用另一短PN序列地址码的语音用户信道的集总干扰。当考虑相邻小区干扰时，干扰抵消器的复杂度将略有上升。但是和多用户接收机相比，干扰抵消器的实现难度不大。由于上行链路的容量要求较低可继续采用WCDMA技术。此时由于TDMA码道和语音码道的速率比极大，可以大幅度减少TDMA码道的发信功率，减少系统自干扰，提升发功率效率。而且所需的关键技术与现有的B3G技术相比，极为简单。

这种方法的基站发信端电路结构见图1。  



图1　基站端发信框图  

图1上部给出语音或低速数据用户在WCDMA系统中的数据处理过程，仍采用码分多址的方案。DTCH中的数据信号经基带信号处理后，形成码元速率为60kbit/s专用物理信道（DPCH）。在基带信号处理中包含纠错编码率Rc=1/2.5的纠错编码、二次交织编码处理、插入专用控制信道（DCCH）和专用物理控制信道（DPCCH）信息等处理过程。基带信号处理1的输出经串并转换后的输出码元速率为30kbit/s。图1中假设有S11 S21、……、SN1个信号输入，可用于N个用户。此时的QAM调制9用于QPSK调制。  

假定SD选用的纠错编码和调制方法与语音数据类似，在要求的误比特率（BER）相同时，移动台所需的收信门限信噪比d相等。取高速数据信道SD输出的码元速率为3.84Mbit/s，纠错编码率Rc=1/2.5，暂不考虑DCCH和DPCCH的速率要求时假定有M=16个高速数据用户时，则每一用户的数据速率可达3840/（2.5×16）=96kbit/s。合路后的信号SD分为16个时隙，与DPCH在每一帧中的功率控制时隙数相同。每一个时隙对应一个高速数据用户。也可以采用增加时隙数或改变时隙宽度的方法改变高速数据用户数或用户数据速率。  

选用QPSK调制时，SD经串／并转换后的码元速率为1920kbit/s，后续的PAM变换将根据QAM调制9的要求将输入的多路二进制信号变换为多电平信号，经复扰码8处理后送QAM调制。可以求得此时高速数据信道和语音或低速数据用户的数据速率比为1536/24=64，根据式（3）可以求得它所占用的发信功率才相当于29.4个语音用户。此处取DPCH折合的语音用户速率为60/2.5=24kbit/s。使得系统的自干扰下降较大，可以取得很高的频谱和功率利用率。  

图2为下行链路用户端的收信电路框图。图中包括射频处理（1）用于将无线接收的射频信号变换为与发端信号S9对应的中频信号S9ˊ，送正交幅度相干解调（2），它的两路输出信号S8Iˊ和S8Qˊ送干扰抵消和用户数据解调（3），由该电路输出高速数据用户K的信号DK1ˊ，也可以送出语音或低速数据用户因拘信号SK1ˊ。  



图2　用户端收信框图  

图2中的干扰抵消和用户数据解调（3）电路内应包括两个干扰抵消器，一个干扰抵消器用于消除TDMA高速数据信道对语音或低速数据用户的干扰，从而输出语音或低速数据，另一个干扰抵消器用于消除CDMA语音或低速数据用户信道对高速数据信道的干扰，从而输出高速数据用户的信息数据。  

从上述应用例可以看出，由于基站端发信和用户收信设备的简单性和易实施性，使干扰抵消器得以应用，将使高速数据用户的用户数和数据速率在原有语音或低速数据容量的基础上大幅上升，并可满足多用户下行高速率的移动因特网要求。