开关电源调试一般设计要求与要求

V)和关断电压(如8V)之间振荡

IC在周期较长的间歇工作，短时间提供能量到输出，接着停止工作较长的时间，使得电容存储的能量不足以维持输出稳定，输出电压将会下降。

解决方法：

保证任何负载条件下，Vcc能够稳定供给。

-Burst Mode时，间歇工作的频率太低

此频率太低，输出电容的能量不能维持稳定。

解决办法：

在满足待机功耗要求的条件下稍微提高间歇工作的频率

增大输出电容

9.重载、容性负载不能启动

现象：

轻载能够启动，启动后也能够加重载，但是重载或大容性负载情况下不能启动。

一般设计要求：

无论重载还是容性负载（如10000uF），输入电压最低还是最低，20mS内，输出电压必须上升到稳定值。

原因及解决办法（保证Vcc在正常工作范围内的前提下）：

下面以容性负载C=10000uF为例进行分析，

按规格要求，必须有足够的能量使输出在20mS内上升到稳定的输出电压（如5V）。

E＝0.5*C*V^2

电容C越大，需要在20mS内从输入传输到输出的能量更大。

以芯片FSQ0170RNA为例如图所示，阴影部分总面积S就是所需的能量。要增加面积S，办法是：

1.增大峰值电流限流点I_limit，可允许流过更大电感电流Id

将与Pin4相接的电阻增大，从内部电流源Ifb分流更小，使作为电流限制参考电压的PWM比较器正输入端的电压将上升，即允许更大的电流通过MOSFET/变压器，可以提供更大的能量。

2.启动时，增加传递能量的时间，即延长Vfb的上升时间（到达OCP保护点前）。

对这款FSQ0170RNA芯片,电感电流控制是以Vfb为参考电压的，Vfb电压的波形与电感电流的包络成正比。控制Vfb的上升时间即可控制电感包络的上升时间，即增加传递能量的时间。

IC的OCP功能是检测Vfb达到Vsd（如6V）实现的。所以要降低Vfb斜率，就可以延长Vfb的上升时间。

输出电压未达到正常值时，如果反馈脚电压Vfb已经上升到保护点，传递能量时间不够。重载、容性负载启动时，输出电压建立较慢，加到光耦电压较低，通过光耦二极管的电流小，光耦光敏管高阻态（趋向关断）的时间较长。IC内部电流源给与反馈脚相接的电容充电较快，如果Vfb在这段时间内上升到保护点（如6V），MOSFET将关断。输出不能达到正常值，启动失败。

解决办法：使输出电压达到正常值时，反馈脚电压Vfb仍然小于保护点。使Vfb远离保护点而缓慢上升，或延长反馈脚Vfb上升到保护点的时间，即降低Vfb的上升斜率，使输出有足够的时间上升到正常值。

A.增大反馈电容（C9），可以将Vfb的上升斜率降低，如图所示，由D线变成A线。但是反馈电容太大会影响正常工作状态，降低反馈速度，使输出纹波变大。所以此电容不能变化太大。

B.由于A方法有不足，将一个电容（C7）串连稳压管（D6，3.3V）并联到反馈脚。此法不会影响正常工作，如B线所示，当Vfb<3.3V时，稳压管不会导通，分流。上升3.3V时，稳压管进入稳压状态，电容C7开始充电分流，减小后续Vfb的上升斜率。C。在431的K－A端并联一个电容（C11），电源启动时，C11电压较低，并由光耦二极管和431的偏置电阻R10进行充电。这样光耦就有较大电流通过，使光耦光敏管阻抗较低而分流，Vfb将缓慢上升，如C线所示。R10×C11影响充电时间，也就影响输出的上升时间。

注意点：

1.增加反馈脚电容（包括稳压管串电容），对解决超大容性负载问题作用较小。

2.增大峰值电流限流点I_limit，同时也增加了稳态下的OCP点。需要在容性负载，输入最低情况下检查变压器是否会饱和。

3.如果要保持限流点，须使R10×C11更大，但在超大容性负载（10000uF）情况下，可能会增加5Vsb的上升时间超过20mS。

此法需要检查动态响应是否受太大影响。

4.431的偏置电阻R10太小，431并联的C11要更大。

5.为了保证上升时间，增大OCP点和增大R10×C11方法可能要同时使用。

10.空载、轻载输出反跳

现象：

在输出空载或轻载时，关闭输入电压，输出（如5V）可能会出现如下图所示的电压反跳的波形。

原因：

输入关掉时，5V输出将会下降，Vcc也跟着下降，IC停止工作，但是空载或轻载时，巨大的PC电源大电容电压并不能快速下降，仍然能够给高压启动脚提供较大的电流使得IC重新启动，5V又重新输出，反跳。

解决方法：

• 在启动脚串入较大的限流电阻，使得大电容电压下降到仍然比较高的时候也不足以提供足够的启动电流给IC。

• 将启动接到整流桥前,启动不受大电容电压影响。输入电压关断时，启动脚电压能够迅速下降。