车载娱乐系统电路设计图集锦

S1开通时，其漏源电压 uDS1只是一个开关管的导通压降，在理想情况下可假定 uDS1=0，而此时由于在绕组中会产生一个感应电压，并且根据变压器初级绕组的同名端关系，该感应电压也会叠加到关断的S2上，从而使S2在关断时承受的电压是输入电压与感应电压之和约为2UI.在实际中，变压器的漏感会产生很大的尖峰电压加在S2 两端，从而引起大的关断损耗，变换器的效率因受变压器漏感的限制，不是很高。在S1和S2 的漏极之间接上RC缓冲电路，也称为吸收电路，用来抑制尖峰电压的产生。并且为了给能量回馈提供反馈回路，在S1和S2 两端都反并联上续流二极管FWD。 开关变压器的设计

　　采用面积乘积（AP）法进行设计。对于推挽逆变工作开关电源，原边供电电压UI=24V，副边为全桥整流电路，期望输出电压UO=220V，输出电流IO=3A，开关频率fs=25kHz，初定变压器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T。

　　（1）计算总视在功率PT.设反向快速恢复二极管FRD的压降：VDF=0.6*2=1.2V

　　TOP2 AP法设计开关变压器

　　推挽逆变的问题分析

　　能量回馈，主电路导通期间，原边电流随时间而增加，导通时间由驱动电路决定。

　　图2：推挽逆变能量回馈等效电路

　　图2（a）为S1导通、S2关断时的等效电路，图中箭头为电流流向，从电源UI正极流出，经过S1流入电源UI负极，即地，此时FWD1不导通；当S1 关断时，S2未导通之前，由于原边能量的储存和漏电感的原因，S1的端电压将升高，并通过变压器耦合使得S2的端电压下降，此时与S2并联的能量恢复二极管 FWD2还未导通，电路中并没有电流流过，直到在变压器原边绕组上产生上正下负的感生电压。如图2（b）；FWD2导通，把反激能量反馈到电源中去，如图 2（c），箭头指向为能量回馈的方向。

　　各点波形分析

　　当某一PWN信号的下降沿来临时，其控制的开关元件关断，由于原边能量的储存和漏电感的原因，漏极产生冲击电压，大于2UI，因为加入了RC缓冲电路，使其最终稳定在2UI附近。

　　当S1的PWN 信号下降沿来临，S1关断，漏极产生较高的冲击电压，并使得与S2并联的反馈能量二极管FWD2导通，形成能量回馈回路，此时S2漏极产生较高的冲击电流，见图4。

　　图5：推挽DC-DC变换器主电路图

　　原理设计

　　图5为简化后的主电路。输入24V 直流电压，经过大电容滤波后，接到推挽变压器原边的中间抽头。变压器原边另外两个抽头分别接两个全控型开关器件IGBT，并在此之间加入RC吸收电路，构成推挽逆变电路。推挽变压器输出端经全桥整流，大电容滤波得到220V直流电压。并通过分压支路得到反馈电压信号UOUT。

　　以CA3524芯片为核心，构成控制电路。通过调节6、7管脚间的电阻和电容值来调节全控型开关器件的开关频率。12、13 管脚输出PWM脉冲信号，并通过驱动电路，分别交替控制两个全控型开关器件。电压反馈信号输入芯片的1管脚，通过调节电位器P2给2管脚输入电压反馈信号的参考电压，并与9管脚COM端连同CA3524内部运放一起构成PI调节器，调节PWM脉冲占空比，以达到稳定输出电压220V的目的。

　　实验结果表面，输出电压稳定在220V，纹波电压较小。最大输出功率能达到近600W，系统效率基本稳定在80%，达到预期效果。其中，由于IGBT效率损耗较大导致系统效率偏低，考虑如果采用损耗较小的MOSFET，系统效率会至少上升10%~15%.

　　TOP3 车载对射式光电传感检测电路

　　随着单片机技术的飞速发展，以及电动机驱动芯片性能的日益完善，本设计系统通过单片机控制直流电动机实现了电动车在符合规定要求的跷跷板上的规定运动：在规定时间内的前进、后退运行；跷跷板处于平衡状态时以及到达跷跷板末端的停车候时；分阶段实时显示其行驶所用时间。该设计系统采用双CPU设计思路：选用AT89S52作为主CPU，主要完成对数据采集系统的数据处理，控制，电动车的实时显示，以及主从CPU的通信功能；选用 AT89C2051作为从CPU，控制电机的转速。该设计系统中采用脉冲宽度调制技术（PWM）实现对直流电动机的准确与灵活调速。

　　检测电路

　　光电传感器广泛应用于检测电路中，按结构形式可以分为反射式和对射式。本设计系统中电动车的行车路线检测，起停检测电路都要有反射式光电传感器完成，我们直接选用TCRT5000传感器，它是将一对红外发射、接收对管按合理的发射、反射接收角度安装在一个封装内，从而安装使用非常方便，测试准确度高；而平衡性检测电路由对射式光电传感器完成，此发射接受电路是有分立器件自行安装、调试的，测试结果理想。

对射式光电传感器也是由红外