简化同步降压-升压转换器设计

中的元件放置位置［5］靠近两个低侧MOSFET的源极连接。

　　下一步，斜坡补偿获得感测到的信号，并且在降压模式中，增加一个等于电感器斜升的斜坡分量，或者在升压模式中增加一个与电感器渐降相等的斜坡分量。方程式3中给出了斜坡电容［4］ 的计算方式

　　步骤4和5：输入与输出电容器筛选

　　在图4中，步骤4和5是指分别由降压和升压工作模式设定的输入和输出电容值。高密度设计越来越多地将数个X5R-或X7R-介质陶瓷元件组合在一起，有时还附带着一个小尺寸电解电容器来实现大批量储能功能。方程式4使用针对峰值到峰值的纹波电压，在假定没有等效串联电阻 （ESR） 纹波分量的情况下设定基线电容估计值。

　　然后，在电容值被选中后，在知道ESR的情况下，反算出各自的峰值到峰值的纹波电压

　　输入电容器RMS电流（以及纹波电压）在降压模式期间，占空比为50%时达到最大值。另一方面，最高输出电容器RMS电流出现在升压模式期间占空比达到最大值的时候。RMS电流的表达式为

　　图4. 步骤4至7是指电容器选型、补偿器设计、以及波特图分析。

　　步骤6：软启动、抖动、欠压闭锁 （UVLO）

　　根据启动时间技术规格，所需的软启动电容值为

　　下一个选项是使用方程式8来选择抖动电容值，以设定展频调制频率［5］，在这里，Gd是与控制器相关的电导系数。

　　欠压闭锁电阻器分别设定了针对转换器启动与关断的上升和下降输入电压阈值。选择上限UVLO电阻值来设定迟滞。那么，如果VNV（ON）是UVLO比较器上限阈值，相应的下限UVLO电阻值最终为［4］

　　步骤7：环路补偿

　　小信号控制环路补偿性能由2个基础波特图度量标准测定：交叉频率和相位裕量。由RC和CC1决定的补偿器零频率提供交叉频率之前的相位提升。位于输出电容器ESR零点附近（或者是开关频率的一半，以低者为准），随CC2建立起来的一个极点提供噪声衰减，并且尽可能地将到COMP节点的输出纹波传播降到最低。使用以下方程式选择补偿组件

　　要微调已经增加的带宽，只需增加补偿电阻RC，并且按照需要调整针对相位裕量的CC1。当然，与升压相关的右半平面零点 （RHPZ），以及交叉频率低于RHPZ频率的50%，实现可以接受的相位裕量等约束条件由以下方程式给出

　　需要指出的是，由于已减少的电流模式调制器增益（与1-DBOOST成比例），升压模式中的交叉频率往往较低。的确，在最低输入电压时对波特图的快速检查可以很清楚的看出补偿器零点是否有助于在交叉频率附近实现足够相位。

　　步骤8：效率预测

　　图5中显示的步骤8提供了效率和组件功率耗散与线路和负载之间的关系曲线图。

　　所有4个功率MOSFET的特征值以导通状态电阻、栅极电荷、栅极电阻、转导、栅源阈值电压，以及体二极管正向压降和反向恢复电荷参数为中心发生变化。当然，升压中的电感器运行电流要高于降压下的电感器运行电流，不过额定电压为VOUT的升压桥臂MOSFET通常比额定电压为最大VIN的降压桥臂器件具有较低的RDS（ON）。

　　方程式12和13分别计算降压和升压模式下的传导、开关和栅极驱动损耗。针对降压-升压模式的相应表达式是方程式12和13的权重组合，其依据是降压-升压窗口中的运行点，并且将频率除以2。

　　正如预期的那样，电感器覆铜和磁芯损耗、开关死区传导损耗、分路损耗，以及偏置稳压器损耗也会对效率的计算值产生影响。如果从总体上考虑损耗的话，一个具有12V经稳压输出的4开关降压-升压转换器完全可以在宽范围的输出电流和输入电压范围内实现96%以上的效率。

　　图5. 步骤8是指MOSFET技术规格、效率曲线图和功率损耗分析。

　　总结

　　针对工业和汽车应用的降压-升压转换器具有独特的电源解决方案要求。在证明其易用性、高效率、小巧尺寸和较低的总体物料清单成本后，4开关同步降压-升压转换器提供集合优势，以满足所需的主要功能。如果其中涉及组件相互关联和功能取舍，一款快速启动的计算器对于加快和简化转换器设计来说绝对是一个便捷的工具。