几个经典差动放大器应用电路详解

另一个示例如图 3 所示。该示例具有较低的噪声增益，但它使 用 3 mV失调、10-μV/°C失调漂移和 79 dB CMR的低精度四通道运算放大器。在 0 A至 3.6 A范围内，要求达到±5 mA精度。若采用±0.5%检测电阻，则要求的±0.14%精度便无法实现。若使用 100 mΩ电阻，则±5 mA电流可产生±500 μV压降。不幸的是，运算放大器随温度变化的失调电压要比测量值大十倍。哪怕VOS 调整为零，50°C的温度变化就会耗尽全部误差预算。若噪声增益为 13，则VOS的任何变化都将扩大 13 倍。为了改善性能，应使用零漂移运算放大器（比如 AD8638、 ADA4051或 ADA4528）、薄膜电阻阵列以及精度更高的检测电阻。

　　图 3. 低端检测，示例 2

　　高噪声增益

　　图 4 中的设计用来测量高端电流，其噪声增益为 250。OP07C运算放大器的VOS最大额定值为 150 μV.最大误差为 150 μV × 250 = 37.5 mV。为了改善性能，采用 ADA4638 零漂移运算放大器。该器件在-40°C至+125°C温度范围内的额定失调电压为 12.5 μV。然而，由于高噪声增益，共模电压将非常接近检测电阻两端的电压。OP07C的输入电压范围（IVR）为 2 V，这表示输入电压必须至少比正电轨低 2 V.对于ADA4638 而言，IVR = 3 V。

　　图 4. 高端电流检测

　　单电容滚降

　　图5 中的示例稍为复杂。目前为止，所有的等式都针对电阻而言；但更准确的做法是，它们应当将阻抗考虑在内。在加入电容的情况下（无论是故意添加的电容或是寄生电容），交流CMRR均取决于目标频率下的阻抗比。若要滚降该示例中的频率响应，则可在反馈电阻两端添加电容C2，如通常会在反相运算放大器配置中做的那样。

　　图 5. 尝试创建低通响应

　　如需匹配阻抗比Z1 = Z3 和Z2 = Z4，就必须添加电容C4.市场上很容易就能买到 0.1%或更好的电阻，但哪怕是0.5%的电容售价都要高于1 美元。极低频率下的阻抗可能无关紧要，但电 容容差或PCB布局产生的两个运算放大器输入端 0.5 pF的差额可导致 10 kHz时交流CMR下降 6 dB。这在使用开关稳压器时显得尤为重要。

　　单芯片差动放大器（如AD8271、 AD8274或 AD8276）具有好 得多的交流CMRR性能，因为运算放大器的两路输入处于芯片上的可控环境下，且价格通常较分立式运算放大器和四个精密电阻更为便宜。

　　运算放大器输入端之间的电容

　　为了滚降差动放大器的响应，某些设计人员会尝试在两个运算放大器输入端之间添加电容C1 以形成差分滤波器，如图 6 所示。这样做对于仪表放大器而言是可行的，但对于运算放大器却不可行。VOUT将会通过R2 而上下移动，形成闭合环路。在直流时，这不会产生任何问题，并且电路的表现与等式 2 所描 述的相一致。随着频率的增加，C1 电抗下降。进入运算放大器输入端的反馈降低，从而导致增益上升。最终，运算放大器会在开环状态下工作，因为电容使输入短路。

　　图 6. 输入电容降低高频反馈

　　在波特图上，运算放大器的开环增益在-20dB/dec处下降，但噪声增益在+20 dB/dec处上升，形成-40dB/dec交越。正如控制系统课堂上所学到的，它必然产生振荡。一般而言，永远不要在运算放大器的输入端之间使用电容（极少数情况下例外，但本文不作讨论）。

　　结论

　　无论是分立式或是单芯片，四电阻差动放大器的使用都非常广泛。为了获得稳定且值得投入生产的设计，应仔细考虑噪声增益、输入电压范围、阻抗比和失调电压规格。