基于两级di/dt检测IGBT模块短路策略
一类短路后,IC迅速增大,1 μs内就可达到数kA,如此大的di/dt在LeE上产生的VeE较大且绝对值可以达到18 V。此时Vref1和Vref2均大于采样得到的电压Vsam,超过第二级di/dt的阈值,相应的比较器将输出短路信号送给前级CPLD,从而采取适当的软关断措施关断igbt模块。显然,di/dt不需要检测盲区时间,只要电流一开始上升,就可通过采样VeE电压判断igbt是否发生短路,从而达到最佳的保护方式。
当igbt发生二类短路后,电流上升率主要受母线电压和负载影响,上升速率低于一类短路的电流上升率。此时,VeE的绝对值较小,即得到的采样电压Vsam小,不适合采用同一级di/dt进行检测。而第一级di/dt检测就可以最佳地解决二类短路的检测。当igbt发生二类短路后,集电极电流先快速上升,然后VCE也开始上升直至母线电压。通过设置合适的第一级di/dt检测阈值就可以准确地检测到igbt模块发生的二类短路,驱动器采取适当的软关断措施关断igbt模块,最佳地保护igbt模块。
导读: 为了解决传统VCE在检测大功率绝缘栅双极型晶体管(igbt)模块的短路故障时存在的问题,在分析了igbt短路特性的基础上,提出了一种基于两级电流变化率(di/dt)检测igbt两类短路故障的策略。该策略可以使驱动器更早地采取保护措施,限制igbt的短路电流和短路功耗,减小关断尖峰电压。
传统使用VCE进行短路检测时,因需兼顾检测一类短路和二类短路的需要,VCE需要较高的阈值,这使得驱动器只能在igbt退饱和时的VCE快速上升阶段检测到igbt的短路状态。利用两级di/dt分别检测两类短路,会在VCE检测盲区时间内就检测到两类短路状态。因此,无论是一类短路还是二类短路,利用两级di/dt检测短路的方法,通过设置合适的检测阈值,都拥有更快的检测速度从而最佳地保护igbt模块。
需要注意的是两级di/dt分别检测igbt模块的两类短路需配合适当的软关断电路才能发挥其快速检测igbt模块短路的优势。当驱动器快速检测到igbt发生短路后不能立即直接关断igbt模块,因为此时电流还在不断上升,如果直接关断igbt模块将会产生非常高的电压尖峰,会危及igbt的安全。若使用硬关断,则需等待VCE上升至母线电压方可动作;若使用软关断,可立即动作,缓慢降低门极电压,电流会逐渐降低,此时VCE上升速率会加快,但产生的过压会非常小。
3 、实验结果与分析
为验证本文所设计的短路检测策略较传统短路检测方法的优越性,使用3 300 V/1 200 A igbt模块进行短路实验[5],在实验中将母线电压调整为1 500 V。
图3(a)为一类短路测试原理图,电网电压经过调压器和整流桥,将母线电容电压充到1 500 V,上管igbt的门极被-15 V关断,且用粗短的铜排将其短路。对下管的igbt释放一个12 μs的单脉冲,直通就形成一类短路。图3(b)为二类短路测试原理图,将母线电容电压同样充到1 500 V,上管igbt的门极被-15 V关断,且给上管并联一个4 μH的电感作为负载,下桥臂通过igbt驱动器释放一个15 μs的单脉冲就形成二类短路。
图4为传统使用VCE检测短路的波形。VCE检测阈值为4 V,短路检测盲区时间8 μs。图4(a)为一类短路的测试波形,由图可知,验证所用igbt模块发生一类短路后开通4 μs时电流上升到最大值6.12 kA,短路持续时间约8 μs,短路损耗约60 J。图4(b)为二类短路测试波形,由波形可知,发生二类短路后开通约14 μs电流上升到最大值6.80 kA,短路损耗约12 J。
导读: 为了解决传统VCE在检测大功率绝缘栅双极型晶体管(igbt)模块的短路故障时存在的问题,在分析了igbt短路特性的基础上,提出了一种基于两级电流变化率(di/dt)检测igbt两类短路故障的策略。该策略可以使驱动器更早地采取保护措施,限制igbt的短路电流和短路功耗,减小关断尖峰电压。
图5为本文设计的两级di/dt分别检测两类短路的波形。通过观察图5(a)实验波形可知,发生一类短路后开通约2.4 μs时,第二级di/dt已检测出一类短路状态并将短路信号送给前级CPLD,驱动器采取相应的软关断措施将电流最大值限制在3.16 kA,短路持续时间为2 μs,短路损耗约5 J。通过对比分析图4(a)和图5(a)可知,图5(a)的短路时间、短路电流和短路损耗远小于图4(a)。观察图5(b)二类短路实验波形可知,开通约5.6 μs,第一级di/dt立刻检测出二类短路状态,驱动器立即采取相应的软关断保护措施将电流最大值限制在4.2 kA,短路损耗约7 J。显而易见,短路时间、短路电流和短路损耗也比图4(b)小的多。
通过实验波形分析对比可知,两级电流变化率(di/dt)检测两类短路故障
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