零中频接收机设计

能够降低闪烁噪声；另外采用高通滤波器和类直流校准也能够抑制低频的噪声。

　　2. 直流偏置（DC-offset）

　　由于零中频接收机转换带宽信号到零中频，大量的偏置电压会恶化信号，更严重的是，直流偏置信号会使混频后级饱和，如饱和中频放大器，ADC 等。

　　为了理解直流偏置的起源和影响，我们可以参照图四的接收通道进行说明。

　　如图四（a）所示， 本振口，混频器口，LNA 之间的隔离度不好，Lo（本振信号）可以直接通过 LNA和混频器，我们叫做"本振泄露"， 这种现象是由于芯片内部的电容及基底耦合的，耦合的 Lo 信号经过 LNA 到达混频器，和输入的 Lo 信号混频，叫做"自混频"，这样会在 C 点产生直流成分；近似的情况如（b），从 LNA 出来的信号耦合到混频器的本振输入口，从而产生了直流分量；

　　为了保证 ADC 能够采样出射频端口微伏级的电压，通常需要整个链路增益在 100dB 以上，其中25-30dB 的增益来自 LNA 和混频器的贡献。

　　基于如上分析，对于自混频产生的直流偏置，我们可以做一个大概的估算，假设混频器的 Lo 输入信号为 0.63Vpp（等同于在 50ohm 系统中的 0dBm），通常情况下是-6dBm--+6dBm，假设隔离度为60dB，所以图五（a），考虑到 30dB 的射频增益，混频器的输出直流信号大概为 10mVpp，在现代通信系统中，在 LNA 输入的有用信号可以低至 30uVrms， 为了能够采样有用信号，需要中频放大70dB 左右，10mV 的直流电压也会放大 70dB，会导致混频器后的基带放大器器件饱和，产生失真，即使基带放大器是理想的放大器，也需要一个超高动态范围的 ADC 才能解决直流偏置问题，而这种动态范围的 ADC 在实际上是不可实现的。

　　怎样解决零中频接收机的直流偏置问题呢？最简单的方案是采用交流耦合的方式，比如加一个高通滤波器，然而随机二进制数据的频谱在 DC 会呈现出一个峰值，很多仿真证明，为了不恶化信号，高通滤波器的频率截止点必须低于数据速率的 0.1%， 如果是 GSM信号，其数据速率为 200K，这要要求滤波器的截止频率为 200Hz 左右，这样小的值会导致，1：如果直流偏置变化，其响应会非常慢，2：需要非常大的电容和电阻， 解决的办法是采用在直流附近最小化信号能量的调制方式，比如 UMTS 制式的 BPSK 调制方式。

　　另外一种常用的方法是通过算法校准的方式消除直流偏置，如图五所示的架构是 TI（德州仪器）的盲校算法，通过计算 122.88MHz 时钟周期的直流偏置量，每 1.067ms 输入信号实时抵消直流偏置，

　　直流累加

　　TI 的盲校算法可以在全温范围内把直流偏置校准到低于+/-5mV 以内，图六是基于 TRF3711 的实测试结果。

　　TI 的盲校算法可以在全温范围内把直流偏置校准到低于+/-5mV 以内，图六是基于 TRF3711 的实测试结果。

　　3. I/Q 不平衡（I/Q imbalance）

　　对于大多数相频调制信号，采用零中频架构要求 I/Q 两路信号必须是正交，可以采用射频偏移 90图七（a）度或者 Lo 偏移 90 度度的方式图七（b），偏移 RF 信号需要承担严重的噪声—功率—增益间的平衡，通常采用偏移 Lo 的方式实现正交解调，对于 I/Q 两路信号的相位，幅度不平衡都会导致解调信号的星座图恶化。

　　图 8（a），（b）分别在星座图中标示了增益不平衡和相位不平衡的情况，为了更直观的说明 I/Q 不平衡的影响，在时域图进行分析，图（c）是增益不平衡造成幅度的比例因子不同，而图（d）是相位不平衡造成了一个通道的部分脉冲数据恶化另一通道的数据，但是相对镜像信号（实中频）而言，边带信号（复中频）的影响非常小。

　　虽然相较镜像信号的影响，I/Q 不平衡的影响没有非常显著; 同样需要对 I/Q 不平衡信号做处理，除了在硬件上尽量保证 I/Q 两路信号的幅度一直和相位平衡外，通常会采用算法进行校准，TI（德州仪器）的盲校算法可以校准到近 20dB 的改善 （此处不详细描述具体的算法过程）。

　　4. 偶次谐波（even harmonic）

传统的超外差架构对只是对奇次谐波敏感，而零中频接收机则对偶次谐波非常敏感，简单举例，传统的高中频方案，设主信号中频为 100MHz，两个干扰信号 f1=110MHz，f2=120MH 在，三次谐波2f1-f2=100MHz， 2f2-f1=130MHz，他们离主信号都很近，而偶次谐波 f1-f2，f1+f2 等都离主信号很远，从而能够非常容易滤除，所以对零中频架构而言，偶次谐波影响就非常严重，通常以 IIP2 来定义偶此谐波，相比奇次谐波，偶次谐波的功率更大，而且不像奇次谐波，，可以通过频率规划来规避它，而偶次谐波可以产