是德科技：浅谈混频器的相位特性测试

入端加一个调幅信号，然后采用示波器测出输入与输出信号的包络相位差或者包络时延就能得到混频器的时延特性，包络信号的频率则决定了混频器的时延分辨率。测试原理图如下：

图5. 调制法原理图

这种方法不需要额外的混频器，而且输入信号和输出信号是连接到两个设备上的，因此很适合用来测试尺寸较大的器件，也能够测试本振内嵌的混频器。

由于调幅波很容易受到噪声以及器件非线性的影响，工程上经常采用FM信号作为激励，然后用鉴频器恢复出原始的调制信号进行测试或者采用数字化算法进行解调和比相。除此之外，这种方法还存在一些问题：

测试中使用的是宽带检波器/鉴频器，灵敏度较差，且假定其特性在混频器的输入到输出频段是平坦的，实际的频响特性对测试精度以及动态范围都存在不利的影响 为了提高示波器的测试精度，调制信号的频率要越高越好（具有更陡的边沿），相应的混频器时延分辨率会变得很差 无法修正端口失配带来的误差

另外一个调制法的选择是采用双音激励的方式，用带有双通道测试路径的接收机在混频器的输入端和输出端分别测试双音信号的相对相位，从而计算出混频器的时延。假设双音间隔为Δω，在输入和输出端的相对相位分别为Δ?in，Δ?out，则混频器的时延τ计算如下：

3.3. 矢量混频器测试法（VMC）

这种方法采用了带频偏模式（源和接收机可独立调谐）且能够开放参考路径的矢量网络分析仪，在参考路径上接入一个与被测混频器变频关系一致的混频器（参考混频器），原理图如下。

图6. VMC测试原理图

参考混频器与被测混频器的输入信号和本振信号都是共源的，输出信号也将是同频，如果参考混频器的变频特性已知，则可以通过比较被测混频器和参考混频器的输出信号得出被测混频器的变频特性，包括幅度和相位。

要得到参考混频器的变频特性并完成高精度的测试，校准方法非常关键。下图是矢量网络仪的正向测试误差模型：

图7. 矢量网络仪正向测试误差模型

以下变频器为例，被测件输入频段为RF，输出为IF。以上误差中，ED，ES，ERT体现在RF频段，EL体现在IF频段，可以通过标准的S参数校准进行修正。矢网的Port 2和Port 1工作在不同的频段，因此Ex可以忽略不计。传输测试中参考路径包含了电缆，适配器以及参考混频器的响应，将一个参数已知的混频器（校准混频器）接入测量路径就能得到两者之间的差异，即为ETT。

满足如下条件的校准混频器可以利用其输出端的反射来提取散射参数：

互易混频器，SC21_Cal=SC12_Cal 带镜像抑制滤波器 单程损耗不超过10dB，SC21_Cal≤-10dB

校准混频器的参数提取原理如下图所示：

图8. 校准混频器参数提取原理图

当校准混频器的末端接Open/Short/Load标准件时，其反射信号中包含了四个分量的影响：直接在混频器被反射的RF信号，在滤波器端口被反射的镜像信号IF+，经过混频器和滤波器后被标准件反射的信号IF-*Γ，以及IF-*Γ在滤波器输出端口被反射回标准件并再次反射的信号（标记为IF-*Γ*S22*Γ，S22即为校准混频器的输出反射）。对于每个标准件，RF和IF+是不变的，它们构成了校准混频器的S11，IF-表示校准混频器正反向双程传输特性（SC21*SC12），Open/Short/Load标准件的反射系数分别为1/-1/0。因此，三次测试的结果可以得到三个等式，包含S11，S22，IF-三个未知量：

由此可得校准混频器的散射参数：

这里的开方运算也需要根据实际情况选择正确的平方根。

Keysight公司的高性能矢量网络分析仪PNA/PNA-X均支持VMC测试方法，硬件结构中还在端口1内部增加了开关（见图6左下角）以便于校准以及测试混频器S11和SC21（VMC中称为VC21）时自由切换参考路径，校准过程如下：

在矢量网络仪端口1和端口2间进行双端口校准，修正仪表的方向性误差，端口失配以及反射跟踪误差。频率包括输入和输出频段，此处为同频测试，开关打在内部位置，参考信号不经过参考混频器 将校准混频器接到矢网端口1，在校准混频器末端连接校准件进行单端口校准，提取校准混频器的散射参数。此时开关依然打在内部位置，参考信号不经过参考混频器 将校准混频器接到矢网端口1和端口2之间进行直通校准，此时开关切到外部，将参考混频器接入参考路径，修正矢网的正向传输跟踪误差。VMC只在正向采用了参考混频器，因此无法测试反向变频特性。

与前两个测试方法相比，VMC有如下优势： 测试过程中只需要将被测混频器接入即可，减少了多次连接引入的误差 矢量网络仪是窄