大屏幕LCD背光照明的控制方案

被检电压R-C通过滤波电路RF和CF被延迟，滤波后的输出电压可按式（5）计算。
（5）
图4所示为CR-PWM受控电流与其真实电流偏差随直流电路电压幅度而变化的关系。如果时间常数RF和CF改变，各取样时刻的电流偏差也随之改变，如式（5）所示。



图4 控制电流和真实感应电流随电压改变而变化

CR-PWM电流控制器会控制被检信号vid（t），因此它必需具有相同的Vi*值。如果线路电压Vdc（k）增加，电感中的感应电流变化速度将变大，而感应电流在正弦波中心附近也会变大。图5所示为线路电流波形随RF和CF滤波电路时间常数变化的仿真结果。
如图5所示，时间常数越大，交流线路电流波形越接近真正的正弦波，但电流的瞬态响应将变差。不过，由于这种转换器用于驱动LED电流，电流动态响应变慢不是个大问题。



图5 线路电流波形随RF和CF滤波电路时间常数变化的仿真

图6给出了采用改进CR-PWM控制器来获得正弦波形的基本原理。如图6所示，被测信号的电流峰值受制于I*。由于RF和CF组成的电路产生时间延迟，MOSFET漏极电流可能高于I*。延迟的反馈电流峰值一旦达到I*，MOSFET将会关断。



图6 改进的CR-PWM控制方法使电流接近正弦波

此外，当直流电路电压处于90°相位或附近时，如图6所示，MOSFET的导通时间将变小。这样，交流线路电流波形就会呈现类似于功率因数校正在关键导通模式或非连续导通模式（DCM）时，采用典型升压转换器时的波形。因此，必需在降低线路电流的总谐波失真（THD）和提高电流动态响应速度之间做出权衡。

在本文建议的单级功率转换器中，每个颜色LED的电流都能单独控制。根据RGB LED的主要波长和视觉效率，可选择 LED 阵列的颜色顺序排列方向，为绿色、橙红色、蓝色、绿色……（G、R-O、B、G……），如图1所示。蓝-绿-绿-红（BGGR）或红-绿-绿-蓝（RGGB）的系统配置都可以利用建议的单级功率转换器进行配置，并对每个LED电流加以控制。

每个彩色LED的正向压降都会因其设计条件而有差异。例如，在350mA时，典型的红、蓝、绿光LED的正向压降分别为2.95V、3.42V和3.42V。至于其他功率LED，以FOLH702R/G/B为例，它在350mA时其RGB LED的正向压降分别为2.2V、3.1V和3.3V。所以，假设每种采用FOLH702R/G/B颜色LED的数量为100个，那么驱动红、绿和蓝光LED的电压应该大于220V、310V和330V，才能获得驱动LED所需350mA的典型电流强度。因此，如果LED采用串联，则每种颜色LED都需要独立的功率转换器。图7显示了如何配置建议的单级功率转换器来驱动各RGB LED组别。



图7 单级功率转换器的电路配置

实验及结果

实验采用了KA3842作为CR-PWM控制器，并选择100kHz作为感应电路的开关频率，其中L=900μH、Co=330μF/400Vdc、Ro=375Ω。功率器件采用FQP6N70（700V/6A）。如果交流输入电压设为110Vac，那么整流后直流电路线路的峰值电压约为160Vpeak。图8给出了MOSFET和感应电路电流的漏极-源极电压，水平比例为10[μs/div]及100 [V/div]、1[A/div]。


图8 MOSFET的漏极电压和电流（水平比例10[μs/div]）


图9显示了漏极电压vds和感应电流iL，水平比例为1[ms/div]，感应电流呈现为正弦波。
图9 MOSFET的漏极电压和电流（水平比例1[ms/div]）
图10和图11显示了线路电流、直流电路电压和电流波形连同交流输入电压作为参考。交流线路电流与线路交流输入电压同步。最后，图12显示了整体系统效率与负载1～90W变化的关系。图13显示了LED电流50～500mA变化获得的功率因数。



图10 交流线路电压、直流电路电压和线路电流



图11 交流线路电压和线路电流波形



图12 频率随负载变化的关系



图13 交流输入功率因数随负载电流的变化

实验结果表明，建议的拓朴结构及其CR-PWM方案提供的功率因数接近0.9；在100～500mA负载电流水平的总系统效率接近0.85。建议的控制方法能为大屏幕LCD提供非常简单的解决方案，实现良好的功率因数校正，以及高效率和低成本。此外，它无须隔离的电流感应器来感测LED电流，只要在 MOSFET 的源端利用简单的电流感测电阻，因此能简化系统并降低成本。