AFR自动夹具移除校准方法的原理

自动端口延伸是一种对夹具的损耗和时延进行补偿的简单方法，可以处理单端口夹具。另一种补偿PCB或其他夹具损耗的常用方法是：制作一个跟DUT夹具一样的测试夹具，但提供一个直通连接。最简单使用直通夹具进行补偿的方法是用同轴校准件（如SMA）进行校准，然后用Data->Memory和Data/Memory的功能将迹线用直通响应归一化。尽管这在一定程度上起到了归一化的作用，但测试夹具输入端和输出端的失配会导致较大的测量误差，在传输测量中会高达+-1dB。最近几年，高级的自动夹具移除（AFR）技术不断涌现，它们利用PCB夹具的时域测量来补偿输入端和输出端的失配以及损耗，即便输入端和输出端的失配不相同也可以工作。

时域夹具移除法的第一步是测量直通夹具的时域响应，如图1所示。尽管夹具可能只在窄频带内使用，为了得到最佳时域分辨率，仍应在尽可能宽的频率范围进行测量。响应的峰值显示了夹具的总时延，或者可以用群时延响应的平均值。很多情况下，输入和输出夹具都被设计成相等的长度，DUT的参考平面在夹具的中心。

图1、夹具的时域传输响应

在确定了夹具的总时延之后，我们测量输入端和输出端的时域响应。图2显示了直通夹具的时域响应（T11）。宽的灰色迹线是总体的T11，深色的细线是时域选通后的T11。直通的时域响应显示了输入端有一个容性不连续点，输出端有一个感性的不连续点。最好把时域选通设置为以第一个反射为中心对称：计算第一个反射（约为46ps)到直通中心（909ps)的时间差并将其从第一个反射处剪掉，设置的选通起始时间为-817ps。选通后的S11响应显示为窄的深色迹线。可以看到在选通截止之后，迹线为一个常数值。它与基线的偏差是夹具传输线的DC损耗造成的；对夹具检查之后发现约有1.5ohm的DC损耗，可以等效为0.015的反射系数，几乎与图2上显示的偏差一致。

这个选通响应表示左侧夹具的S11的时域测量。

图3中，浅色的窄线表示直通夹具的总体响应（DUT被直通代替的夹具），它有较大的波动。同时显示了直通夹具的S11选通响应，S11A（深色迹线），以及独立测量得到的夹具A的实际S11A（宽的浅灰色迹线）。能明显看出选通响应与夹具的实际响应非常接近。

图2、直通夹具的时域响应（灰色，T11）和选通响应（黑色，T11_Gated)

图3、直通的频率响应（S11_FixThru，浅色迹线），选通S11（S11_Gated，黑色宽线）以及夹具的实际S11（S11_FixA，灰色宽线）

夹具B的S22B，即直通夹具的输出端响应，可以通过类似的方法对直通夹具的S22做时域选通得到。现在我们得到了6个已知量：夹具A的S11A，夹具B的S22B，以及直通夹具的4个S参数，我们可以表示为S11T、S21T、S12T、S22T。现在每个夹具还剩下三个未知S参数。

夹具A和夹具B剩下的S参数可以通过假设S21A=S12A，S21B=S12B得到，所以总共只剩下4个未知量：S21A、S21B、S22A、S11B。从直通的4个S参数可以得到足够多的独立方程，从而对这些未知量进行求解。

图4显示了示例夹具通过计算得到的S22A（黑色迹线），以及独立测量得到的实际值（灰色宽线）。结果几乎完全重合，只是在频带边缘有微小差别。

图5显示了通过AFR技术计算得到的S21A（S21A_AFR，黑色窄线）与独立测量得到的夹具A的S21A（S21_FixA，浅灰色宽线）的比较结果，几乎完全重合。

图4、夹具S22的计算结果（S22A）和实际值S22（Fix_S22）

图5、S21的计算结果（S21A_AFR）和实际的夹具S21（S21_FixA）

因此，即使是在夹具失配不对称的情况，也可以通过直通测量得到输入夹具（夹具A）和输出夹具（夹具B）的所有S参数。图6显示了一个夹具内的滤波器测量（Filter_Fix11，灰色粗线），以及同一测量经过AFR处理的结果（Filter_AFR，黑色细线），还有独立测量的实际滤波器特性（Filter_Actual，浅灰色细线），图6(a)显示的是S11，图6(b)显示的是S21。只用了一个直通测量和AFR技术的处理就使滤波器响应相比有夹具时有了重大的改进。

有些时候，DUT不在夹具的中心，因此夹具A和夹具B的损耗和时延不相等。这种情况下，可以对偏置的损耗和时延进行补偿，具体做法是：首先在夹具中连上直通时做一次AFR，然后再插入DUT的位置放置开路夹具，并测量夹具的开路响应。有了开路响应，我们可以使用APE得到相对于直通在夹具中心时的损耗和时延。这会导致在一个端口有一个小的正端口延伸，在另一个端口有一个等量但是负的端口延伸。

这些夹具移除技术代表了最新的一些处理PCB或类似测量的夹具的方法。这些技术还可以进一步用于平衡测量，用平衡S参数代替单端S参数。

图6、实际的滤波器测量、带有夹具