DSP控制的电力线通信模拟前端接口设计

摘要 DSP（Digital Signal Processor）为各种电子系统提供了许多片内外设以及计算能力，设计人员可以实现许多功能,例如电力载波通信、功率因数校正、变频控制等。笔者设计了一个遵从CEA709协议的、DSP控制的电力线通信模拟前端接口。

关键词 电力线通信 DSP CEA709协议 模拟前端

引言

　　随着电子技术和网络技术的发展，运用电力线作为载体进行信号传输受到人们越来越多的重视，得到了越来越广泛的应用。电力线是当今最普通、覆盖面最广的一种物理媒介，由其构成的电力网是一个近乎天然的物理网络。如何利用电力网的资源潜力，在不影响传输电能的前提下，将电力输送网和通信网合二为一，使之成为继电信、电话、无线通信、卫星通信之后的又一通信网，是多年来国内外科技人员技术攻关的一个热点。电力线载波通信就是在这种背景下产生的，它以电力网作为信道，实现数据传递和信息交换。电力线作为载波信号的传输媒介，是唯一不需要线路投资的有线通信方式。

　　作为通信技术的一个新兴应用领域，电力载波通信技术以其诱人的前景及潜在的巨大市场而为世界关注。我国从上世纪50年代开始从事电力线载波通信技术的研究。90年代以后，电力线载波技术的需求随着我国经济的发展进一步扩大。目前，该技术开始应用于家居自动化、远程抄表、宽带上网等领域。专家介绍，在一些干扰大、布线困难的工业领域若要实现自动化控制，采用电力载波通信方式能达到事半功倍的效果，因此，电力网又被喻为"未被挖掘的金山"。

　　实现电力线载波通信的方法有很多，通常利用一个专用通信芯片实现系统的调制解调部分，而系统的应用部分则使用另一个控制器来完成，这种双片法是一种不错的选择。随着数字信号处理技术的发展，可以合二为一，一个高级的DSP控制器可以实现电力线调制解调器的功能。DSP控制器可以在软件上实现调制解调器功能，用片上外设在电力线上通过模拟终端接口,来实现接收和发送。

　　本文叙述的是一个遵从CEA709[1]协议,使用定点DSP控制器（TMS320LF2812）,从软件和硬件上来实现电力线调制解调器的系统。文中描述了模拟终端具体的设计方法,而这个终端对稳定的收发运行过程来说是必要的。

1 基于CEA709协议的系统框架

　　图1为ANSI/CEA709协议标准的物理框图。该协议的详细说明可见参考文献[1]。


图1 CEA709协议物理层框图

　　在轨道交通、网络能源管理、智能楼宇、暖通空调、煤矿安全、能源和环境管理等领域应用广泛的控制网络平台LonWorks成为中国国家标准指导性技术文件。全球的楼宇、家庭、工业和运输自动化业目前大量采用了基于LonWorks平台。LonWorks平台是世界上最大住宅智能电表网络的核心技术平台，被瑞典、荷兰和澳大利亚等国家的住宅和小型商业电表的智能表所采用，而运行在此平台上的协议是美国控制网络标准ANSI/CEA709。目前，已有越来越多的中国生产厂和集成商采用了ANSI/CEA709协议标准，例如在青藏铁路--世界上最长的高海拔铁路列车上，利用LonWorks技术平台，采用ANSI/CEA709协议用于技术监测和控制各种系统，包括监测最先进的旅客用供氧系统。

　　对于图1中的CEA709物理层框图，用DSP来实现CEA709调制解调器功能的系统框图如图2所示。DSP（TMS320F2812）具有150 MIPS的计算能力,信号采集使用一个12位片上模/数转换器,其转换速度为12 Msps，DSP提供多PWM来适应电力线调制解调器。


图2 系统框图

　　2个片上PWM输出和1个线驱动器用于实现调制解调器的发送功能。一个A/D输入用来采样带通输入端口信号,以此来实现调制解调器的接收功能，带通滤波器实际上是一个离散滤波器。它们和交流阻塞电容、耦合变压器一起完成接口的模拟前端设计。

　　下面主要介绍模拟前端接口的设计过程。

2 模拟前端及接口的实现

　　CEA709通信系统以131.579 kHz载波频率来定义，每个传输数据位由载波频率正弦波上24个周期组成，因此波特率为5.5 kbps。每个位段的相位可以设为0°而使该位置0,也可以设为180°来使该位置1。

2.1 信号接收

　　首先去除耦合网络中的50/60 Hz电力线电压,然后再用一个二阶有源带通滤波器滤出信号，可以检测到131.5 kHz的调频信号。这个滤波器是通过一个运算放大器来建立的。带通滤波器的输出由DSP的模/数转换器的一个通道采样，信号采样序列由FIR滤波器处理，同时,这个滤波器的输出用来进行时钟恢复和数据检测。

　　采样得到的是115 kHz的接收信号，它是载波频率的（21/24）倍。这个信号在131.5 kHz至中频16.5 kHz的范围内向下采样,然后用采样频率时钟与输入载波正弦信号混合相乘,两个正弦波相乘的结果生成两个正弦波频率的"和"与"差"的合成信号，如图3所示。


图3 采样后的频率效应

　　运行时,DSP在每个ADC采样转换完成后都会产生一个中断，然后每个采样信号就和数字PLL(PhaseLocked Loop锁相环)输出比较,来估计接收到的信号的相位。在频率5.5 kHz下,相位是确定的。如果相位小于±90°,那么就假定接收到的是"0"信号,否则就是"1"信号。

　　接收的位序列和已知的"位同步"域进行比较,当位同步数据接收到之后,调制解调器就开始搜寻"字同步"域。字同步数据标志着消息数据的起始,同时也定义了消息数据的极性。当包的数据确定后, 11位码字解码为8位的数据字节，接收字节的校验位和通过计算得到的校验位进行比较，数据从物理层传送到MAC层。然后接收数据进行CRC校验比较,正确数据从数据链路层传输到网络层。

2.2 相位检测

　　为了检测发送信号的"0"或"1", 中频信号16.5 kHz的相位是离散的接收信号值的形式。首先需要用接收的采样信号驱动一个数字锁相环，当这个锁相环的输出被接收的信号同步地锁住后,锁相环和接收信号之间的复数相位的估算是由锁相环调制产生的。复数相位的实部是余弦和,当接收到"0"信号时，它是一个很大的正数值；相反接收到"1"时,它就是一个大的负数。复数相位的虚部是正弦和。它代表了相位有偏差,并反馈给锁相环来调整正弦输出,以跟踪接收的信号。


图4 接收信号处理框图

　　图4为完整的接收信号的处理框图。为了提高系统的稳定性,加上了一个自动增益控制模块(Automatic Gain Control，AGC)。它是通过侦测接收信号的平均大小来接收信号的。

2.3 信号发送

　　在该应用中,发送信号通过DSP控制器的片上PWM（脉宽调制模块）直接生成。每一位定义有24个周期，因此PWM控制器允许运行24个周期；而后,根据下一个发送位的极性,通过一个中断来重新给PWM输出赋值。欲发送的消息数据从应用层依次输送到会话层、传输层、网络层、数据链路层,然后到达物理层,形成发送波形。在数据链路层时,消息数据的CRC字经计算后附加给数据，物理层确定信道是否可用，然后把数据发送出去。

2.4 PWM生成发送波形

　　三级信号波形是通过把DSP控制器的两个PWM输出相加得到的，然后该波形由低通滤波器产生一个正弦波。与标准的二级方波相比,三级波形的奇次谐波能量要小很多,不同的脉冲宽度会产生不同的谐波频率。为了将滤波器需要清除的谐波减到最小,需要确定最佳的脉冲宽度。从下式对称脉冲的傅里叶级数公式,可以找到这个宽度。式（1）中T代表基波频率周期,ω代表脉冲宽度。



　　那么，总的谐波失真THD可用下式表达：





图5 三级波形结构

　　对式（2）求最小的总谐波失真,则最佳脉宽大约是周期T的37%；然而,这还没有考虑到低通滤波产生的影响。如果用二阶低通滤波器,将会得到不同的结果。在模拟时，二阶低通滤波器的Q设置为2.3。如果Q很大,THD会更好,但是会造成码间干扰，因此,最好是把正负数字脉宽设为脉冲周期的1/3长,将低通滤波器角频率和数字脉冲序列的频率设为相同。1/3脉宽可以通过使用12倍于发送波形频率的定时时钟信号来获得，如图5所示。通过使用1个模拟电路,将2个数字信号相加,而后低通滤波器滤掉谐波,就可以从PWM输出获得正弦波。


图6 发送低通滤波放大器

2.5 发送放大器设计

　　发送放大器由SallenKey滤波器决定，发送低通滤波放大器如图6所示。这个电路的传输函数如下：



　　这里，R1=kR,R2=R,C1=C,C2=aC。假设放大器增益为2,则vout可以表示如下：



　　Q最大时滤波器的峰值最大，而当商数k/(1+k)为1时Q最大。

　　因此图6中SallenKey滤波器中的电阻R1和R2一般相等，Q根据电容的比值来确定。发送放大器有2个输入端，2个输入信号是从处理器的PWM输出端中的信号过滤而来。放大器发送频率的峰值越大,谐波频率中的相对衰减也越大，因此，希望电阻R1、R2、R3的并联组合与R4电阻相等,以此来获得一个较大的Q值。

　　若定义R4=R，则：



　　此外,定义衰减因素k为：



　　然后,能根据R和k来定义电阻值：



　　定义电容为C1=C,C2=aC,根据A、k、a、R和C，发送放大器的传输函数如下：



　　其中：



　　给定Q,电容比率为：



　　若放大器增益A=2,且取a的较小解,则



　　最后,s=0,传输函数增益为：



　　这样,就求得了所有定义发送放大器部件的参数，通过以上的参数可以设计调制解调器模拟终端。