请问各位有看到图中圈内的结构吗

偶遇此结构，个人觉得输入管的gm会减小，不知还有其他什么功能，望不吝赐教！
如果能提供相应的文献更好，谢谢！

请各位帮忙看看啊，说说自己的想法也好！

但从这个结构来说就是super source follower
不过在这里不知道有何用途，需要分析跟多电路或者跟上层的功能才能知道

R<<rds gmin*R>>1时 Vout=-gm14/R*Vin

是否可以提高match?
根据差分对管的VDS判断静态电流大小，自动调节增益，提高Ids的匹配性能?

觉得像电压钳位

觉得像是 输入 幅度 限制， 限幅放大器输入级?

这个结构是用在恒定Gm的跨导运放里的，作为输入级。整个运放的跨导就是1/Rs（Rs是图中的电阻）。从仿真结果来看，如果没有这个N管，跨导将比1/Rs小（在同样电流损耗的前提下）。
问题是，这个N管是如何增大跨导的。更关键的是，做电路的人是如何想到这样去设计的?
欢迎大家各抒己见！

这种结构的source follower 有个close loop，这个loop是由gain，在带宽一个,gm会变大N倍，其实就是闭环增益
就把它当做一个opamp接成unit buffer，输出阻抗等于开环输出阻抗除以 loop gain。
但是你的电路只给了一小部分，感觉有点奇怪。如果output 在A和B，需要上面流过电阻的电流全部流进底下负载或者镜像到后级才可以。
这种就是个开环放大器，有一定增益，但不是很大，做这个super source follower只是为了线性度好一些。

你把 nmos 拿掉 simulation 看有和沒有 差異 ?
我猜是 限制 ab 電壓 電壓高時nmos 流電流.
a b 點後面接那?

栅极悬空的结构好奇怪

Without A & B,Id/Vid=1/[2*(Rs+1/gm)],
If you want Id/Vid~1/(2*Rs), then 1/gm ->0, gm->infinit. It's very difficult to achieve this.
With A & B, Id/Vid=1/[2*(Rs + (1/gm // rds))],rds is output impedance of A (or B)
If we can make rds as small as possible, then (1/gm // rds) -> 0,so Id/Vid -> 1/2*Rs
How to make rds->0, use feedback！

Besides, there is another advantage to have A (or B) circuit;
It make the output impedance of node-A (and node-B) small due to feedback.
This feature is good for trans-conductance amplifier.

非常感谢你的回复。诚如你所说，两个N管的电流是被镜像到后级然后推挽输出。我一开始也认为这么做是为了增大线性范围，但是我把N管去掉，对运放做了一些简单的修改，使之也能推挽输出。在消耗相同电流的情况下，这种有局部反馈的运放线性范围与没有反馈的情况几乎一样，所以我又有点怀疑了！
请问下这种结构有什么资料介绍过或者用过吗?如果有，请告知，谢谢！

谢谢你的回复对于回答，有一点疑问，带有负反馈的结构，我推算的Gm是1/(1/gm+Rs//Ron)。与你帖中给出的Gm不一致，能告知你的推算方法吗?

Gray 3.4.4节有 详细的介绍，可以查看一下！

谢谢回复！

输出幅度clamp

tongzan

完整的电路如下，之前讨论的结构在输入级，个人认为这个结构的输出应该是流经M14/M18的电流，所以Gm=I14/Vid。我是先计算了输入到A的增益，再乘以M14的gm，得到Gm。不知这样算是否有误?

这不是什么超级跟随器，尽管它长得和超级跟随器一模一样，这是一个电流串联负反馈，输出量是电流，被稳定的是电流（N管M14，M16的漏极交流电流），而跟随器输出量是电压，被稳定的是电压，切不可望型生义。
取左半边进行小信号分析，输入电压Uin和输出电流Id_14的参考方向如图中标示，交流地也标上，在右下角补上一个nmos用来取出Id_14，
设M68的净输入电压为Vgs，节点A的阻抗为ro，则低频下有
Id_14=Vgs*gm68*ro*gm141式
Uin=(Id_14+Vgs*gm68)*Rs+Vgs2式
1式除以2式消去Vgs，则
Id_14/Uin=gm68*ro*gm14/((gm68*ro*gm14+gm68)*Rs+1) 3式
因为gm68*ro*gm14>>gm68
而gm68*ro*gm14*Rs>>1,所以3式化简为Id_14/Uin=1/Rs
可以看到，输出电流Id_14被Rs唯一确定，这是电流串联负反馈所造就的，右下角补上的nmos将Id_14取出

写好了才发现小编新图，补上的nmos和新图符合，我懒得重写了

Id/Vid ~ 1/[2*(Rs+(1/gm // rds))] -> 1/(2Rs)
where Id is the small-signal ac current
Due to constant current source on tail current and load, the red line shows thesmall-signal ac current flow.
The output stage mirrors the ac current out, and translates the first stage differential out into single-end,
so the final output Io=2Id,Io/Vid~1/Rs
Frankly speaking, I didn't dervive the mathematic formula in detail by hand, so I don't know what's the exact solution. What I want to point out is that feedback will reduce the impedance when you look into the terminal where source of PMOS diff pair and drain of feedback NMOS are connected.

的确是super source follower组成的线性跨导，小编可以看一下martin的analog integrated circuit design 2nd edition，p486，图12.16，电路几乎一模一样

seeing

martin analog

学习了，如楼上所说，使用超源随结构使A B点和输入管源极的小信号电阻更小，令这两个位置的极点频率更高，有利于系统稳定，另外一个优点是实现GM=1/R的同时输入电压可以到地。

感謝樓主也感謝回覆的大大, 讓我也學習到
另外有幾個問題請教:
1. 此電路的輸出電流從哪輸出呢?
2. 從sunjimmy與lgy747的推導, 電路可低電流操作呢?
ex: bias current = 1uA
Thanks.
mpig

感謝樓主也感謝回覆的大大, 讓我也學習到
另外有幾個問題請教:
1. 此電路的輸出電流從哪輸出呢?
2. 從sunjimmy與lgy747的推導, 電路可低電流操作呢?
ex: bias current = 1uA
Thanks.
mpig