模拟电子线路 第二章 半导体三极管及放大电路基础
http://www.b2bic.com/Portals/a8176bfa-b639-40b8-9e48-b16e7be6eff5/Documents/Analog2.htm
第一节 学习要求
第二节 半导体三极管
第三节 共射极放大电路
第四节 图解分析法
第五节 小信号模型分析法
第六节 放大电路的工作点稳定问题
第七节 共集电极电路
第八节 放大电路的频率响应概述
第九节 本章小结
第一节 学习要求
（1）掌握基本放大电路的两种基本分析方法--图解法与微变等效电路法。 会用图解法分析电路参数对电路静态工作点的影响和分析波形失真等； 会用微变等效电路法估算电压增益、电路输入、输出阻抗等动态指标。
（2）熟悉基本放大电路的三种组态及特点；掌握工作点稳定电路的工作原理。
（3）掌握频率响应的概念。了解共发射极电路频率特性的分析方法和上、下限截止频率的概念。
第二节 半导体三极管（BJT）
BJT是通过一定的工艺，将两个PN结结合在一起的器件，由于PN结之间的相互影响， 使BJT表现出不同于单个 PN结的特性而具有电流放大，从而使PN结的应用发生了质的飞跃。本节将围绕BJT为什么具有电流放大作用这个核心问题，讨论BJT的结构、内部载流子的运动过程以及它的特性曲线和参数。
一、BJT的结构简介
BJT又常称为晶体管，它的种类很多。按照频率分，有高频管、低频管； 按照功率分，有小、中、大功率管；按照半导体材料分，有硅管、锗管；根据结构不同， 又可分成NPN型和PNP型等等。但从它们的外形来看，BJT都有三个电极，如图3.1所示。
图3.1是NPN型BJT的示意图。 它是由两个 PN结的三层半导体制成的。中间是一块很薄的P型半导体(几微米几十微米)，两边各为一块N型半导体。从三块半导体上各自接出的一根引线就是BJT的三个电极，它们分别叫做发射极e、基极b和集电极c，对应的每块半导体称为发射区、基区和集电区。虽然发射区和集电区都是N型半导体，但是发射区比集电区掺的杂质多。在几何尺寸上， 集电区的面积比发射区的大，这从图3.1也可看到，因此它们并不是对称的。
二、BJT的电流分配与放大作用
1、BJT内部载流子的传输过程
BJT工作于放大状态的基本条件：发射结正偏、集电结反偏。
在外加电压的作用下， BJT内部载流子的传输过程为：
（1）发射极注入电子
由于发射结外加正向电压VEE，因此发射结的空间电荷区变窄，这时发射区的多数载流子电子不断通过发射结扩散到基区， 形成发射极电流IE，其方向与电子流动方向相反，如图3.2所示。
（2）电子在基区中的扩散与复合
由发射区来的电子注入基区后， 就在基区靠近发射结的边界积累起来， 右基区中形成了一定的浓度梯度，靠近发射结附近浓度最高，离发射结越远浓度越小。因此， 电子就要向集电结的方向扩散，在扩散过程中又会与基区中的空穴复合，同时接在基区的电源VEE的正端则不断从基区拉走电子， 好像不断供给基区空穴。电子复合的数目与电源从基区拉走的电子数目相等， 使基区的空穴浓度基本维持不变。这样就形成了基极电流IB， 所以基极电流就是电子在基区与空穴复合的电流。 也就是说， 注人基区的电子有一部分未到达集电结， 如复合越多， 则到达集电结的电子越少， 对放大是不利的。 所以为了减小复合，常把基区做得很薄 (几微米)，并使基区掺入杂质的浓度很低，因而电子在扩散过程中实际上与空穴复合的数量很少， 大部分都能到达集电结。
（3）集电区收集电子
集电结外加反向电压，其集电结的内电场非常强，且电场方向从C区指向B区。使集电区的电子和基区的空穴很难通过集电结，但对基区扩散到集电结边缘的电子却有很强的吸引力， 使电子很快地漂移过集电结为集电区所收集，形成集电极电流IC。 与此同时，集电区的空穴也会在该电场的作用下，漂移到基区， 形成很小的反向饱和电流ICB0 。
2、电流分配关系
与正向偏置的二极管电流类似，发射极电流iE与vBE成指数关系：
集电极电流iC是iE的一部分，即：
式中β称为BJT的电流放大系数
三、BJT的特性曲线
１.共射极电路的特性曲线
（1）输入特性
VCE=0V时，b、e间加正向电压，这时发射结和集电结均为正偏，相当于两个二极管正向并联的特性。
VCE≥1V时，这时集电结反偏，从发射区注入基区的电子绝大部分都漂移到集电极，只有小部分与空穴复合形成IB。 vCE>1V以后，IC增加很少，因此IB的变化量也很少，可以忽略vCE对IB的影响，即输入特性曲线都重合。
注意:
发射结开始导通的电压vBE：
0.6V0.7V(硅管)，0.10.3V(锗管)
（2）输出特性曲线
对于一确定的iB值，iC随VCE的变化形成一条曲线，给出多个不同的iB值，就产生一个曲线族。如图3.6所示。
① IB = 0V， IC=ICEO BJT截止，无放大作用，因此对应IB=0的输出特性曲线以下的区域称为截止区如图3.6所示。
② IB﹥0 ， VCEC随IB的变化不遵循
的规律，而且iC随VCE的变化也是非线性的，所以该区域称为饱和区。
③ IB﹥0、VCE≥1V，iC随iB的变化情况为：
或
在这个区域中IC几乎不随VCE变化，对应于每一个IB值的特性曲线都几乎与水平轴平行，因此该区域称为线性区或放大区。
四、BJT的主要参数
BJT的参数是用来表征管子性能优劣相适应范围的，它是选用BJT的依据。了解这些参数的意义，对于合理使用和充分利用BJT达到设计电路的经济性和可靠性是十分必要的。
1.流放大系数
BJT在共射极接法时的电流放大系数，根据工作状态的不同，在直流和交流两种情况下分别用符号
和
表示。其中
上式表明:BJT集电极的直流电流 IC与基极的直流电流IB的比值， 就是BJT接成共射极电路时的直流电流放大系数，
有时用hFE来代表 。
但是，BJT常常工作在有信号输人的情况下，这时基极电流产生一个变化量
，相应的集电极电流变化量为
，则
与
之比称为BJT的交流电流放大系数，记作
即
2.极间反向电流
（1）集电极-基极反向饱和电流ICBO。表示发射极开路，c、b间加上一定的反向电压时的电流。
（2）集电极-发射极反向饱和电流（穿透电流）ICEO。表示基极开路，c、e间加上一定的反向电压时的集电极电流。
3.极限参数
（1）集电极最大允许电流ICM。表示BJT的参数变化不超过允许值时集电极允许的最大电流。当电流超过ICM时，三极管的性能将显著下降，甚至有烧坏管子的可能。
（2）集电极最大允许功耗PCM。表示BJT的集电结允许损耗功率的最大值。超过此值时，三极管的性能将变坏或烧毁。
（3）反向击穿电压V（BR）CEO。 表示基极开路，c、e间的反向击穿电压。
4、晶体管的选择
（1）依使用条件选
PCM
在安全区工作的管子， 并给予适当的散热要求。
（2）要注意工作时
反向击穿电压
， 特别是VCE不应超过 V（BR）CEO。
（3）要注意工作时的
最大集电极电流
IC
不应超过
ICM
。
（4）要依使用要求：是小功率还是大功率， 低频、高频还是超高频，工作电源的极性，β值大小要求。
返回
第三节 共射极放大电路
在实践中，放大电路的用途是非常广泛的，它能够利用BJT的电流控制作用把微弱的电信号增强到所要求的数值， 例如常见的扩音机就是一个把微弱的声音变大的放大电路。 声音先经过话筒变成微弱的电信号，经过放大器，利用BJT的控制作用，把电源供给的能量转为较强的电信号，然后经过扬声器 (喇叭)还原成为放大了的声音。
为了了解放大器的工作原理，先从最基本的放大电路开始讨论。
一、共射极基本放大电路的组成
在图3.7所示的单管放大电路中， 采用NPN型硅BJT，VCC是集电极回路的直流电源 (一般在几伏到几十伏的范围)， 它的负端接发射极,正端通过电阻R接集电极， 以保证集电结为反向偏置；R是集电极电阻(一般在几千欧至几十千欧的范围)，它的作用是将BJT的集电极电流iC的变化转变为集电极电压VCE的变化。VBB是基极回路的直流电源,它的负端接发射极， 正端通过基极电阻Rb接基极，以保证发射结为正向偏置，并通过基极电阻 Rb(一般在几千欧至几百千欧的范围) (一般在几十千欧至几百千欧的范围)，由VBB供给基极一个合适的基极电流
对于硅管，VBE约为0.7V左右， 对于锗管，VBE约为0.2V左右，而VBB一般在几伏至几十伏的范围内(常取VBB=VCC)，即VBB＞＞VBE，所以近似有
由上式可见，这个电路的偏流IB决定于VB，和Rb的大小，VBB和Rb经确定后，偏流IB就是固定的，所以这种电路称为固定偏流电路。Rb又称为基极偏且电阻。
电容Cb1和Cb2称为隔直电容或耦合电容(一般在几微法到几十微法的范围)，它们在电路中的作用是"传送交流，隔离直流"。
值得指出的是， 放大作用是利用BJT的基极对集电极的控制作用来实现的， 即在输入端加一个能量较小的信号，通过BJT的基极电流去控制流过集电极电路的电流， 从而将直流电源VCC的能量转化为所需要的形式供给负载。 因此， 放大作用实质上是放大器件的控制作用；放大器是一种能量控制部件。同时还要注意放大作用是针对变化量而言的。
二、共射极基本放大电路的工作过程
待放大的输人电压vi从电路的A、O两点(称为放大电路的输入端)输入，放大电路的输出电压Vo由B、O两点(称为放大电路的输出端)输出。输入端的交流电压vi 通过电容Cb，加到BJT的发射结，从而引起基极电流iB相应的变化。iB的变化使集电极电流iC随之变化。iC的变 化量在集电极电阻RC上产生压降。集电极电压vCE =VCC 一iCRC，当iC的瞬时值增加时，vCE 就要减小，所以vCE 的变化恰与iC 相反。vCE 中的变化量经过电容Cb ，传送到输出端成为输出电压Vo 。如果电路参数选择适当，v0 的幅度将比vi 大得多，从而达到放大的目的，对应的电流、电压波形示于图3.8中。
在半导体电路中，常把输人电压、输出电压以及直流电源Vcc 和VBB 的共同端点(0点)称为"地"，用符号"⊥"表示(注意，实际上这一点并不真正接到大地上)，并以地端作为零电位点 (参考电位点)。这样，电路中各点的电位实际上就是该点与地之间的电压(即电位差)。例如Vc就是指集电极对地的电压。这些概念和术语，前面已作过初步的介绍，但这里所讨论的放大电路要复杂得多。
三、共射极放大电路的简化
为了分析方便，我们规定:电压的正方向是以共同端 (0点) 为负端，其他各点为正端。 图3.9中所标出的"十"、"一"号分别表示各电压的假定正方向；而电流的假定正方向如图中的箭头所示，即ic、ib 以流入电极为正；iE则以流出电极为正。图中表示电流、电压的符号的意义如下：
VBE 、IB －（大写符号，大写下标）表示直流值。
vbe 、ib －（小写符号，小写下标）表示瞬时值。
vBE 、iB －（小写符号，大写下标）表示交直流量之和。
Vbe 、Ib －（大写符号，小写下标）表示交流有效值。
图3.9是简化后共射极放大电路， 它是工程实际中用得较广泛的一种电路组态。为了简化电路， 一般选取VCC =VBB ，如图3.9所示。左图是右图的习惯画法。
返回
第四节 图解分析法
一、静态工作情况分析
我们把放大电路未加入信号VS时的状态称为静态，此时电路的电压（电流）值称为静态值，可用IBQ、ICQ、VCEQ表示。 这些值在特性曲线上确定一点，这一点就称为Q点。
当放大电路输入信号后，电路中各处的电压、电流便处于变动状态，这时电路处于动态工作情况，简称动态。
对于静态工作情况，可以近似地进行估算，也可用图解法求解。
1.近似估算Q点
这里以图3.10所示电路为例估算电路的Q点。
（1）画出电路的直流通路如图3.10所示。画直流通路时，要将耦合电容Cb1、Cb2当成开路；
（2）由VCC、Rb和三极管T构成的基极回路可得：
（3）利用IC=βIB 的关系，可以求得ICQ
（4）从VCC、Rc和三极管T构成的集电极回路可得：
2、用图解法确定Q点
（1）作出电路非线性部分（包括由厂家提供或从手册中获得特性曲线和确定其偏流的VCC、Rb）的V-I特性如图3.11所示。
（2）作出线性部分的V-I特性--直流负载线
根据：VCEQ=VCC-ICRC
令iC=0，得vCE=VCC
令vCE=0，得iC=VCC/RC
画出由（VCC，0）和（0，VCC/Rc）两点决定的直线，显然这是一条斜率为-1/Rc的直线。由于讨论的是静态工作情况，电路中的电压、电流值都是直流量，所以上述直线称为直流负载线。
（3）由电路的线性与非线性两部分V-I特性的交点确定Q点（VCEQ，ICQ）
二、动态工作情况分析
1、放大电路在接入正弦信号时的工作情况
当接入正弦信号时，电路将处在动态工作情况， 可以根据输入信号电压vi通过图解确定输出电压vo，从而可以得出vi与vo之间的相位关系和动态范围。 图解的步骤是先根据输入信号电压vi在输入特性上画出iB的波形， 然后根据iB的变化在输出特性上画出ic和vBE 的波形。
(1)根据vi在输入特性上求iB
设放大电路的输入电压正弦波， 当它加到放大电路的输入端后，BJT的基极和发射极之间的电压vBE就是在原有直流电压VBE的基础上叠加了一个交流量vi(vbe)，根据vBE的变化规律， 便可从输入特性画出对应的iB的波形图，如图3.12所示。由图上可读出对应于峰值为0.02V的输入电压，基极电流iB将在60μA与20μA之间变动。
（2）根据iB在输出特性曲线上求iC和vBE
因为放大电路的直流负载线是不变的， 当iB在60μA与20μA之间变动时， 直流负载线与输出特性的交点也会随之而变， 对应于iB=60μA 的一条输出特性与直流负载线的交点是Q'点， 对应于iB=20μA的一条输出特性与直流负载线的交点是0''点，所以放大电路只能在负载线的Q'0''段上工作，即放大电路的工作点随着iB的变动将沿着直流负载线在 Q'与0''点之间移动，因此，直线段 Q'0'' 是工作点移动的轨迹，通常称为动态工作范围。
由图可见，在vi的正半周， vi先由40μA增大到60μA，放大电路的工作点将由Q点移到Q'点，相应的iC和IC增到最大值， 而vCE由原来的VCE减小到最小值；然后iB由60μA减小到40μA，放大电路的工作点将由 Q'回到 Q，相应的iC也由最大值回到IC， 而vCE则由最小值回到VCE。在的负半周， 其变化规律恰好相反， 放大电路的工作点先由 Q 移到Q"，再由Q"回到Q点。
这样，就可在坐标平面上画出对应的iB、iC和vCE的波形图，如图3.12所示，vCE中的交流量vce的波形就是输出电压v0的波形。
综上分析，可总结如下几点：
① 没有输入信号电压时， BJT 各电极都是恒定的电流和电压(IB、IC、VCE)，当在放大电路输入端加入输入信号电压后，iB、ic、vCE都在原来静态直流量的基础上叠加了一个交流量，即
iB=IB+ib, iC=IC+ic, vCE=VCE+vce
因此，放大电路中电压、电流包含两个分量：一个是静态工作情况决定的直流成分 IB、 IC、VCE；另一个是由输入电压引起的交流成分ib、ic和vce。虽然这些电流、电压的瞬时值是变化的，但它们的方向始终是不变的。
② vCE中的交流分量vce(即经Cb2隔直后的交流输出电压vo)的幅度远比vi为大，且同为正弦波电压，体现了放大作用。
③ 从图3.12中还可以看到，v0(vce)与vi相位相反。这种现象称为放大电路的反相作用 ， 因而共射极放大电路又叫做反相电压放大器，它是一种重要的电路组态。
图3.13 共射极电路
④合适的静态工作点是电路实现不失真放大的必要条件
2.交流负载线
放大电路在工作时， 输出端总要接上一定的负载，如在图 3.13 中，负载电阻RL=4kΩ，这时放大电路的工作情况是否会因为RL的接人而受到影响呢？这是下面所要讨论的问题。
（1）画交流通路
在静态时，由于隔直电容Cb2比的作用，RL对电路的Q点无影响。
动态工作时的情况则不同， 隔直电容Cb1和Cb2在具有一定频率的信号作用下，其容抗可以忽略；同时考虑到电源Vcc的内阻很小，可视为短路。这样便可画出图3.13的交流通路如图3.14所示。 此时图中的电压和电流都是交流成分。
（2）计算交流负载电阻的阻值
由图3.14中可以看出， 放大电路的交流负载电阻为RL与RC的并联值，即
（3）画交流负载线
可见，交流负载线要比直流负载线更陡一些。 另外交流负载线和直流负载线必然在Q点相交，这是因为在线性工作范围内，输人电压在变化过程中是一定经过零点的。在通过零点时vi=0， 因此，这一时刻既是动态过程中的一个点，又与静态工作情况相符 ，所以这一时刻的 iC 和 vCE应同时在两条负载线上，这只有是两条负载线的交点才有可能。因此只要再确定一点即可画出交流负载线。
由图3.15中可知，icp≈ICQ=1.5mA，RL′=2kW，则vop=ICQRL′=3V
只要作过Q（VCEQ，ICQ）和vCEM（vCEM，0）的直线即可获得交流负载线。
返回
第五节 小信号模型（微变等效电路）分析法
如果放大电路的输入信号电压很小，就可以设想把BJT小范围内的特性曲线近似地用直线来代替，从而可以把BJT这个非线性器件所组成的电路当作线性电路来处理，这就是BJT小信号建模的指导思想。这种方法是把非线性问题线性化的工程处理方法。
关于BJT的小信号建模，通常有两种方法，一种是已知网络的特性方程，按此方程画出小信号模型；另一种则是从网络所代表的BJT的物理机构出发加以分析， 再用电阻、电容、电感等电路元件来模拟其物理过程，从而得出模型。 本节从方程出发结合特性曲线来建立小信号模型。
一、BJT的小信号模型
1.BJT H 参数的引出
BJT在共射极接法时，可表示为图3.16所示的双口网络。 BJT的特性曲线用图形描述了管子内部电压、电流的关系。而BJT的参数，则是用数学形式表示管子内部电压、电流微变量的关系， 两种方法都是表征管子性能、反映管内物理过程的， 因而两者之间必然具有密切的内在联系。下面从管子的特性曲线出发，来找出BJT的参数。
图3.16中的输入回路和输出回路电压、电流的关系可分别表示为
vBE=f1(iB,vCE) iC=f2(iB,vCE)
如果BJT工作在小信号下，考虑电压、电流之间的微变关系，对上面两式取全微分可得：
在上面两个式子中，由于dvBE、dvCE、diB、diC代表无限小的信号增量，也就是可以用电流、电压的交流分量来代替。即：
式中hie hre hfe hoe 称为BJT的H参数，其中
2. BJT的H参数模型
（1） H参数模型的引出
vbe=hieib+hrevce 表示输入回路方程，它表明输人电压vbe是由两个电压相加构成的，其中一个是hfeib，表示输入电流ib在rbe上的电压降；另一个是hfevce， 表示输出电压vce对输入回路的反作用，用一个电压源来代表。 如图3.17左边的输入端等效电路，这是戴维南等效电路的形式。
ic=hfeib+hoevce 表示输出回路方程，它表明输出电流ic是由两个并联支路的电流相加而成的，一个是由基极电流ib引起的ic = hfeib，用电流源表示；另一个是由于输出电压加在输出电阻l/hoe上引起的电流，即vcehoe。这样，又得到图3.17右边的输出端等效电路， 这是诺顿等效电路的形式。
由此得到包含四个H参数的BJT的小信号模型，这就是把BJT线性化后的线性模型。在分析计算时，可以利用这个模型来代替BJT，从而可以把BJT电路当作线性电路来处理， 使复杂电路的计算大为简化。 因此，它在电子电路分析中应用得很广泛。
用电子电路中的习惯符号表示四个H参数的 BJT微变等效电路如图3.17所示。
（2）模型的简化
对于共射接法的三极管微变等效电路，H参数的量级一般是：
由这些具体数字可见，hre和hoe相对而言是很小的，对于低频放大电路，输入回路中hrevce 比 vbe小得多，而输出回路中负载电阻RC(或RL)比BJT输出电阻l/hoe小得多， 所以在模型中常常可以把hoe和hre忽略掉，这在工程计算上不会带来显著的误差。 因此图3.17可改画成图3.18。利用这个简化模型来表示BJT时， 将使BJT放大电路的分析计算进一步简化。当负载电阻Rc(RL)较小， 满足Rc(RL)/rce ＜ 0.1的条件时， 利用这个简化模型来分析低频放大电路所得放大电路的各主要指标， 如电压增益、电流增益、放大电路的输入电阻及输出电阻等，其误差不会超过10%。这在工程上已能满足要求了。
（3）H参数的确定
应用H参数等效电路来分析放大电路时，首先必须得到BJT在Q点处的H参数。由于BJT本身参数的分散性以及参数会随Q点变化而改变，实际上在计算时不能直接采用手册上提供的数据 ， 因此在计算电路 之前，首先必须确定所用的BJT在给定Q点上的H参数。
获得H参数的方法可采用H参数测试仪，或利用BJT特性图示仪测量β和rbe，rbe也可以借助下面的公式进行估算：
式中rbb＇为基区体电阻，对于低频小功率管，rbb＇约为200Ω左右。 这样上式可改写为式中 VT为温度的电压当量， 前已述及在室温(3ooK)时，其值为26mV。应当注意的是，上式的适用范围为0.1mA＜IE＜5mA，实验表明，超越此范围，将带来较大的误差。
几点说明：
（1）四个参数均对交流变化量而言，只能解决交流分量的计算，不能用于计算Q 。
（2）采用此法分析放大电路的步骤是：
①确定Q点；
②求出Q点附近的微变等效参数；
③画放大电路的微变等效电路；
④求解AV、Ri、Ro。
二、用H参数小信号模型分析共发射极基本放大电路
例题1：原理电路如图3.19所示
（1）确定Q点
（2）求出Q点附近的微变等效参数
（3）画放大电路的微变等效电路
画微变等效电路的步骤：
① 画出交流等效电路，将电源和电容器视为短路；
② 用BJT的H参数等效电路代替交流通路中的BJT符号
③ 标出各支路和节点之间的电流、电压关系
（4）求解Av、Ri、Ro
① 求AV
根据定义：
由图可得：
② 计算输入电阻Ri
根据定义：
③ 计算输出电阻R0
根据定义：
返回
第六节 放大电路的工作点稳定问题
一、放大电路的静态工作点Q的重要性
一个放大电路的性能与静态工作点Q的位置有着十分密切的关系，而静态工作点是由晶体管参数和放大器偏置电路共同决定的。晶体管是一个对温度非常敏感的器件，当环境温度改变时，其参数会随之改变。这样， 放大器的静态工作点将发生变化， 从而引起性能发生改变。因此，晶体管电路的温度稳定性，是必须重视的问题。
二、温度对晶体管参数的影响
以图3.23所示共射极电路为例，分析温度对晶体管参数的影响：
（1）当温度升高时，基极门限电压VBE减小。由电路的输入回路VCC=IBQRb+VBE可知, VBE下降，IB增大，因而IC增加。
（2）当温度升高时，电流放大系数β增大，即IC增加。
（3）当温度升高时，ICEO增大，IC增加。
综上所述，ICBO、β、VBE随温度升高的结果，都集中表现在静态电流IC增加。如果在温度变化时，能设法使IC近似维持恒定，就可解决问题。
三、采取的措施：
（1）针对ICBO的影响，设法使基极电流 IB 随温度的升高而自动减小。基极电压采用固定分压式。
（2）针对VBE的影响，设法使发射结的外加电压随温度的增加而自动减小。发射极加接Re。电路图3.24所示。
当满足以下条件时: I1>>Ib VB>>VBE
其稳定过程如下：
实际情况下，为了使图3.24所示电路的Q点稳定，可以按以下要求选取I1和VB值。
由于Re的存在，使Vi不能全加在be两端，造成了AV下降。解决的方法是，在Re旁边并联一个大电容Ce-- 旁路电容，从交流通路看，它接近短路，而不对静态工作点产生影响。
（1）静态分析（确定Q点）
电路如图3.24所示
利用上式可以分别求出Q点的IC、IB及VCE。
（2）求电压增益
画H参数等效电路如图3.25所示由此电路可得：
（3）求输入和输出电阻
求输入电阻的交流等效电路如图3.26所示。
求输出电阻的交流等效电路如图3.27所示。
若考虑BJT的rce，则求r0的交流等效电路如右图所示。由图可知，Ib不为零，即Ro与输入回路有关。因此
由输入回路可得：
由输出回路可得：
联立上述两式并考虑到rce>>Re可以解得：
返回
第七节 共集电极电路
共集放大原理电路如图3.28所示。输入信号从基极输入，发射极输出，故又称射极输出器。
一、电路分析
(2)求电压增益
射极输出器的H参数等效电路如图3.29所示，
上述分析表明：共集电路有电流放大但无电压放大，AV约为１，输出电压和输入电压同相。
(3)输入电阻
注意：这里把RL'从输出回路折合到基极输入回路，即从大电流支路折合到小电流支路时，要扩大了(1+β)倍。
(4)输出电阻
求输出电阻时，VS短路，从Re看进去(不含RL)，可以先把Re断开先求Ro'，则Ro=Re||Ro'。
注意：把输入回路（Rs'+rbe）折合到输出回路，缩小１/(1+β)倍，再和Re并联。
二、共集放大电路小结
(1) 有电流放大，无电压放大作用；
(2) 输入电压极性和输出电压极性相位相同；
(3) 输入电阻大而输出电阻小。 输入电阻大可使流过信号源电流小；输出电阻小，即带负载能力大。 常用于放大电流的输入级和输出级。
由三极管构成的还有一种共基放大电路，该电路具有电压放大，没有电流放大，输入阻抗低，输出阻抗高的特点，主要应用于高频放大。有关共射、共集、 共基三种基本放大电路的比较请见课本 P114 115的表3.6.1
返回
第八节 放大电路的频率响应概述
上面对放大电路的分析过程中，都只是考虑其基本的性能。在实际的放大电路中总是存在一些电抗性元件，如电感、电子器件的极间电容以及接线电容与接线电感等。因此，放大电路的输出和输人之间的关系必然和信号频率有关。放大电路的频率响应所指的是，在输入正弦信号情况下，输出随频率连续变化的稳态响应。
若考虑电抗性元件的作用和信号角频率变量，则放大电路的电压增益可表达为：
式中ω为信号的角频率, Av(ω)表示电压增益的模与角频率之间的关系，称为幅频响应。而φ(ω) 表示放大电路输出与输人正弦电压信号的相位差与角频率之间的关系， 称为相频响应，二者综合起来可全面表征放大电路的频率响应。
图3.32是一个普通音响系统放大电路的幅频响应。
图中间一段是平坦的， 即增益保持常数60dB， 称为中频区。在20Hz和20kHz两点增益分别下降3dB，而在低于20Hz和高于20kHz的两个区域，增益随频率远离这两点而下降。
在输入信号幅值保持不变条件下， 增益下降3dB的频率点，其输出功率约等于中频区输出功率的一半,通常称为半功率点。一般把幅频响应的高 、 低两个半功率点间的频率差定义为放大电路的带宽 ，即 BW = fH - fL
式中，fH是频率响应的高端半功率点，也称为上限频率，而fL则称为下限频率。由于通常有FlH的关系，故有BW≈fH。
有些放大电路的频率响应，中频区平坦部分一直延伸到直流，可以认为它是上图的一种特殊情况，即下限频率为零。这种放大电路称为直流 (直接耦合)放大电路。 现代模拟集成电路大多采用直接耦合进行放大。
返回
本章小结
1、BJT的结构、特性参数、选用常识；
2、由BJT组成的3种电路形式及其特点；
3、放大电路的分析方法：图解法和小信号模型分析法；
4、放大电路工作点不稳定的原因及稳定工作点的方法；
5、放大电路频率响应的基本概念。
http://eelab.gzhu.edu.cn/syzx/bbs/topic.asp？l_id=4&t_id=506
以上网址是原文网址：广州大学电工电子实验中心
好像是图有些问题，请楼主修改。
绿色段 就是 BJT 的 Icbo ！
跨导，
是有源作用的根基！
在跨导的基础上，以小复合控制大扩散。
BJT 原理之根本，在於电流放大，起这作用的，乃二极管的 正向模式 ！
求宽带直流放大器 原创论文 谢谢啊
外文翻译 开题报告 文献综述 论文 和仿真
万分感谢！发邮箱975554993@qq.com
二极管正向传导受势壘状态控制，势壘的开通有赖复合活动，复合机制必须两种载流子一併参与，方得以成事，集电结所起的，正正就是 破坏复合 这么个作用！
NP+PN → NPN
提高二极管自身复合扩散比βd 的利用率，可使输出同量 Ic 所需的复合规模减少，二极管的电流成份不因当上了发射结而有异，除复合外，也有扩散成份，亦就是 Ib 中的「水份」，是要由讯号源买单的，往电源跑的愈多，Ib 的「水份」就愈少，βbjt 就提高了。
PN 结的建立与牢靠，须有起码浓度作支持，集射二结的靠近也有限度，而二极管的βd 我想仍是未到尽头的吧，提高βd 并非最切实际之道，但却是从「源头」上提高 βbjt 的方法。
集电结，
对于电源，它永远是近乎绝缘的，但对 Ie，却畅通无阻仿如超导，
三极管 内根本不存在任何有恒流作用的单一机构，BJT 的 Ic 完全取决于 Ie，而 Ie 则只听命于 Ib，基于集电结对电源的隔拒作用，Ib 是不受外界影响的，模拟与恒流的功能遂得以体现。
BJT 的特性曲线
图左是二极管的正向特性，是平方率特性，也是一众指数规律中唯一适用于二端子乘法模式者，
BJT 的跨导，也是这么一副德性，Ic 是 Ie 的大部份，Ib 是 Ie 投奔強电付出的 「代价」，按自然规律之理，Ic 跟 Ib 的关系是线性的，而实际上，β会于大约超过 Icm一半后减小，把平方率特性抵消甚至压倒，遂得出图右的模样。
只需改变四个端子的接法与名称，就可表达为 单结、合金双极、结型场管、增强或耗尽型绝缘柵场管 这五种样式。
电流放大倍率既建基于两个实际数值，那么β就应该是直流参数才对，而 h参数是小讯号交流（微变）参数，hfe 乃其一员，希望业界对此关注，还参数名称以正身，
β点点相等，hfe 的线性亦自不待言，如果β处处不同但分布合符一定规律，也可于有限区域中组织出线性的 hfe 来，渥尔曼架构的共射级 正是借此规律掩盖 厄利效应。
BJT 共射组态，为何在只有直流负载的情况下，于饱和时集电结仍可正偏，业界与学界对此为何一直避而不谈或含糊其辞，专利期早就过了吧！
倒是 电源网 有网友一语道破，就是基区『反型』，这不就跟 增强型MOSFET 开通时发生的情况类似了吗？
基区反型，整个 BJT 就剩下沟道电阻与集射二结的残余势垒，而基极电压则固守二极管的伏安规则，「正偏」就是这样造成的！
其测量前提为 交流开路或短路，
「开」其实就是不输入，而「短」就是钳位。
虽然静态时只有直流负载，但Q点的设定 必须根据交流负载而规划！
绘制负载线图时，同样必须先交后直，当直流负载是 恒流元件或理想电感 时本可除外，但还是养成习惯为妥。