高速 PCB 设计指南之一（三）
（一）、电子系统设计所面临的挑战
随着系统设计复杂性和集成度的大规模提高，电子系统设计师们正在从事 100MHZ 以
上的电路设计，总线的工作频率也已经达到或者超过 50MHZ，有的甚至超过 100MHZ。目
前约 50% 的设计的时钟频率超过 50MHz，将近 20% 的设计主频超过 120MHz。
当系统工作在 50MHz 时，将产生传输线效应和信号的完整性问题；而当系统时钟达到
120MHz 时，除非使用高速电路设计知识，否则基于传统方法设计的 PCB 将无法工作。因
此，高速电路设计技术已经成为电子系统设计师必须采取的设计手段。只有通过使用高速电
路设计师的设计技术，才能实现设计过程的可控性
（二）、什么是高速电路
通常认为如果数字逻辑电路的频率达到或者超过 45MHZ50MHZ，而且工作在这个频
率之上的电路已经占到了整个电子系统一定的份量（比如说１／３），就称为高速电路。
实际上，信号边沿的谐波频率比信号本身的频率高，是信号快速变化的上升沿与下降沿
（或称信号的跳变）引发了信号传输的非预期结果。因此，通常约定如果线传播延时大于
1/2 数字信号驱动端的上升时间，则认为此类信号是高速信号并产生传输线效应。
信号的传递发生在信号状态改变的瞬间，如上升或下降时间。信号从驱动端到接收端经
过一段固定的时间，如果传输时间小于 1/2 的上升或下降时间，那么来自接收端的反射信号
将在信号改变状态之前到达驱动端。反之，反射信号将在信号改变状态之后到达驱动端。如
果反射信号很强，叠加的波形就有可能会改变逻辑状态。
（三）、高速信号的确定
上面我们定义了传输线效应发生的前提条件，但是如何得知线延时是否大于 1/2 驱动端
的信号上升时间？ 一般地，信号上升时间的典型值可通过器件手册给出，而信号的传播时
间在 PCB 设计中由实际布线长度决定。下图为信号上升时间和允许的布线长度(延时)的对
应关系
PCB 板上每单位英寸的延时为 0.167ns.。但是，如果过孔多，器件管脚多，网线上设
置的约束多， 延时将增大。通常高速逻辑器件的信号上升时间大约为 0.2ns。如果板上有 GaAs
芯片，则最大布线长度为 7.62mm。
设 Tr 为信号上升时间， Tpd 为信号线传播延时。如果 Tr≥4Tpd，信号落在安全区域。
如果 2Tpd≥Tr≥4Tpd，信号落在不确定区域。如果 Tr≤2Tpd，信号落在问题区域。对于落
在不确定区域及问题区域的信号，应该使用高速布线方法
（四）、什么是传输线
PCB 板上的走线可等效为下图所示的串联和并联的电容、电阻和电感结构。串联电阻
的典型值 0.25-0.55 ohms/foot，因为绝缘层的缘故，并联电阻阻值通常很高。将寄生电阻、
电容和电感加到实际的 PCB 连线中之后，连线上的最终阻抗称为特征阻抗 Zo。线径越宽，
距电源/地越近，或隔离层的介电常数越高，特征阻抗就越小。如果传输线和接收端的阻抗
不匹配，那么输出的电流信号和信号最终的稳定状态将不同，这就引起信号在接收端产生反
射，这个反射信号将传回信号发射端并再次反射回来。随着能量的减弱反射信号的幅度将减
小，直到信号的电压和电流达到稳定。这种效应被称为振荡，信号的振荡在信号的上升沿和
（五）、传输线效应
基于上述定义的传输线模型，归纳起来，传输线会对整个电路设计带来以下效应。
· 反射信号 Reflected signals
· 延时和时序错误 Delay & Timing errors
· 多次跨越逻辑电平门限错误 False Switching
· 过冲与下冲 Overshoot/Undershoot
· 串扰 Induced Noise (or crosstalk)
· 电磁辐射 EMI radiation
5.1 反射信号
如果一根走线没有被正确终结(终端匹配)，那么来自于驱动端的信号脉冲在接收端被反
射，从而引发不预期效应，使信号轮廓失真。当失真变形非常显著时可导致多种错误，引起
设计失败。同时，失真变形的信号对噪声的敏感性增加了，也会引起设计失败。如果上述情
况没有被足够考虑， EMI 将显著增加，这就不单单影响自身设计结果，还会造成整个系统
的失败
反射信号产生的主要原因：过长的走线；未被匹配终结的传输线，过量电容或电感以及
阻抗失配。
5.2 延时和时序错误
信号延时和时序错误表现为： 信号在逻辑电平的高与低门限之间变化时保持一段时间信
号不跳变。过多的信号延时可能导致时序错误和器件功能的混乱。
通常在有多个接收端时会出现问题。电路设计师必须确定最坏情况下的时间延时以确保
设计的正确性。信号延时产生的原因：驱动过载，走线过长。
5.3 多次跨越逻辑电平门限错误
信号在跳变的过程中可能多次跨越逻辑电平门限从而导致这一类型的错误。多次跨越逻
辑电平门限错误是信号振荡的一种特殊的形式，即信号的振荡发生在逻辑电平门限附近，多
次跨越逻辑电平门限会导致逻辑功能紊乱。反射信号产生的原因：过长的走线，未被终结的
传输线，过量电容或电感以及阻抗失配。
5.4 过冲与下冲
过冲与下冲来源于走线过长或者信号变化太快两方面的原因。虽然大多数元件接收端有
输入保护二极管保护，但有时这些过冲电平会远远超过元件电源电压范围，损坏元器件。
5.5 串扰
串扰表现为在一根信号线上有信号通过时，在 PCB 板上与之相邻的信号线上就会感应
出相关的信号，我们称之为串扰。
信号线距离地线越近，线间距越大，产生的串扰信号越小。异步信号和时钟信号更容易
产生串扰。因此解串扰的方法是移开发生串扰的信号或屏蔽被严重干扰的信号。
5.6 电磁辐射
EMI(Electro-Magnetic Interference)即电磁干扰，产生的问题包含过量的电磁辐射及对电
磁辐射的敏感性两方面。 EMI 表现为当数字系统加电运行时，会对周围环境辐射电磁波，
从而干扰周围环境中电子设备的正常工作。它产生的主要原因是电路工作频率太高以及布局
布线不合理。目前已有进行 EMI 仿真的软件工具，但 EMI 仿真器都很昂贵，仿真参数和边
界条件设置又很困难，这将直接影响仿真结果的准确性和实用性。最通常的做法是将控制
（六）、避免传输线效应的方法
针对上述传输线问题所引入的影响，我们从以下几方面谈谈控制这些影响的方法。
6.1 严格控制关键网线的走线长度
如果设计中有高速跳变的边沿，就必须考虑到在 PCB 板上存在传输线效应的问题。现
在普遍使用的很高时钟频率的快速集成电路芯片更是存在这样的问题。解决这个问题有一些
基本原则：如果采用 CMOS 或 TTL 电路进行设计，工作频率小于 10MHz，布线长度应不大
于 7 英寸。工作频率在 50MHz 布线长度应不大于 1.5 英寸。如果工作频率达到或超过 75MHz
布线长度应在 1 英寸。对于 GaAs 芯片最大的布线长度应为 0.3 英寸。如果超过这个标准，
就存在传输线的问题。
6.2 合理规划走线的拓扑结构
解决传输线效应的另一个方法是选择正确的布线路径和终端拓扑结构。走线的拓扑结构
是指一根网线的布线顺序及布线结构。当使用高速逻辑器件时， 除非走线分支长度保持很短，
否则边沿快速变化的信号将被信号主干走线上的分支走线所扭曲。通常情形下， PCB 走线
采用两种基本拓扑结构，即菊花链(Daisy Chain)
对于菊花链布线，布线从驱动端开始，依次到达各接收端。如果使用串联电阻来改变信
号特性，串联电阻的位置应该紧靠驱动端。在控制走线的高次谐波干扰方面，菊花链走线效
果最好。但这种走线方式布通率最低，不容易 100%布通。实际设计中，我们是使菊花链布
线中分支长度尽可能短，安全的长度值应该是： Stub Delay < ;= Trt *0.1
例如，高速 TTL 电路中的分支端长度应小于 1.5 英寸。这种拓扑结构占用的布线空间
较小并可用单一电阻匹配终结。但是这种走线结构使得在不同的信号接收端信号的接收是不
同步的。
星形拓扑结构可以有效的避免时钟信号的不同步问题，但在密度很高的 PCB 板上手工
完成布线十分困难。采用自动布线器是完成星型布线的最好的方法。每条分支上都需要终端
电阻。终端电阻的阻值应和连线的特征阻抗相匹配。这可通过手工计算，也可通过 CAD 工
具计算出特征阻抗值和终端匹配电阻值。
在上面的两个例子中使用了简单的终端电阻，实际中可选择使用更复杂的匹配终端。第
一种选择是 RC 匹配终端。 RC 匹配终端可以减少功率消耗，但只能使用于信号工作比较稳
定的情况。这种方式最适合于对时钟线信号进行匹配处理。其缺点是 RC 匹配终端中的电容
可能影响信号的形状和传播速度。
串联电阻匹配终端不会产生额外的功率消耗，但会减慢信号的传输。这种方式用于时间
延迟影响不大的总线驱动电路。 串联电阻匹配终端的优势还在于可以减少板上器件的使
用数量和连线密度
最后一种方式为分离匹配终端，这种方式匹配元件需要放置在接收端附近。其优点是不
会拉低信号，并且可以很好的避免噪声。典型的用于 TTL 输入信号(ACT, HCT, FAST)。
此外，对于终端匹配电阻的封装型式和安装型式也必须考虑。通常 SMD 表面贴装电阻
比通孔元件具有较低的电感，所以 SMD 封装元件成为首选。如果选择普通直插电阻也有两
种安装方式可选：垂直方式和水平方式
垂直安装方式中电阻的一条安装管脚很短，可以减少电阻和电路板间的热阻，使电阻的
热量更加容易散发到空气中。但较长的垂直安装会增加电阻的电感。水平安装方式因安装较
低有更低的电感。但过热的电阻会出现漂移，在最坏的情况下电阻成为开路，造成 PCB 走
线终结匹配失效，成为潜在的失败因素。
6.3 抑止电磁干扰的方法
很好地解决信号完整性问题将改善 PCB 板的电磁兼容性(EMC)。其中非常重要的是保
证 PCB 板有很好的接地。对复杂的设计采用一个信号层配一个地线层是十分有效的方法。
此外，使电路板的最外层信号的密度最小也是减少电磁辐射的好方法，这种方法可采用"表
面积层"技术"Build-up"设计制做 PCB 来实现。表面积层通过在普通工艺 PCB 上增加薄绝
缘层和用于贯穿这些层的微孔的组合来实现 ，电阻和电容可埋在表层下，单位面积上的走
线密度会增加近一倍，因而可降低 PCB 的体积。 PCB 面积的缩小对走线的拓扑结构有巨大
的影响，这意味着缩小的电流回路，缩小的分支走线长度，而电磁辐射近似正比于电流回路
的面积；同时小体积特征意味着高密度引脚封装器件可以被使用，这又使得连线长度下降，
从而电流回路减小，提高电磁兼容特性。
6.4 其它可采用技术
为减小集成电路芯片电源上的电压瞬时过冲，应该为集成电路芯片添加去耦电容。这可
以有效去除电源上的毛刺的影响并减少在印制板上的电源环路的辐射。
当去耦电容直接连接在集成电路的电源管腿上而不是连接在电源层上时， 其平滑毛刺的
效果最好。这就是为什么有一些器件插座上带有去耦电容，而有的器件要求去耦电容距器件
的距离要足够的小。
任何高速和高功耗的器件应尽量放置在一起以减少电源电压瞬时过冲。
如果没有电源层，那么长的电源连线会在信号和回路间形成环路，成为辐射源和易感应
电路。
走线构成一个不穿过同一网线或其它走线的环路的情况称为开环。如果环路穿过同一网
线其它走线则构成闭环。两种情况都会形成天线效应(线天线和环形天线)。天线对外产生
EMI辐射，同时自身也是敏感电路。闭环是一个必须考虑的问题，因为它产生的辐射与闭
环面积近似成正比