请阿鸣或winworm帮忙解答一点关于串扰的疑惑,谢谢

1.在<High-Speed Digital System Design>这本书上说到,当Victim Trace 两端都完全端接时,在Far end 端的Forward Crosstalk 将会是一个宽度为TR的脉冲(脉冲的宽度似乎与Coupled length 的长度无关),但在实际的仿真中却发现,Forward Crosstalk的脉冲宽度是随Trace 的长度增加而增大的,请问这是为什么?(从奇偶模等效分解的方法很容易解释Forward Crosstalk 的脉宽随coupled length的增加而增大,但仅从电容/电感藕合的角度该如何解释?)

2.其实Forward crosstalk 的幅值并不会一直随coupled length的增加而增大,当Coupled length 达到一定长度时,也会象Backward crosstalk一样,达到一个饱和值(机理应该是不一样的),一些Paper 上解释是当达到一定的长度时,Aggressor signal will slowly lose energy to the victim trace,但机理是怎样的?何时发生?当Coupled length 是多少的时候?(从奇偶模等效分解的方法也很容易解释Forward Crosstalk 的幅值随coupled lengthd的增加会达到一个饱和值,但仅从电容/电感藕合的角度该如何解释和计算相应饱和Coupled length?)

(当然以上所指的全是针对Microstrip而言)

顶

请阿鸣或小编或各位高手帮忙解答一下,万分感谢！

再求解答.

你这个问题很好。

其实奇模、偶模等效分解的方法就是建立在电容、电感耦合的基础之上的，由此得到奇模、偶模的传输速度的不同，所以前向串扰的脉冲宽度会随着耦合长度的增加而展宽，应该是奇偶模等效分解＋电容/电感藕合共同解释了这个现象。
第2个问题也是同样的道理，当奇模、偶模的时延差超过TR后，前向串扰幅度达饱和值。

如果纯粹仅仅从互容、互感的角度来解释，我想应该很复杂。

非常感谢winworm的解答！

其实使用奇偶模等效分解的方法的确很容易解释以上说的两种现象，饱和时的coupled length的确也较容易得出。

而奇偶模等效的方法的确是与电容/电感耦合紧密相关。但是矛盾在于，如果不使用奇偶等效的方法，仅从电容/电感

耦合的角度来看，电容/电感耦合，应该仅发生在信号TR上升沿（或下降沿）的部分啊，如果Victim Trace 两端都完全端

接，排除Reflection 的影响，在Far end 端所能接受到的Crosstalk宽度就应该是TR呀，而幅度是整条Victim trace藕合的总

和。 （这个幅值由于互相耦合的作用，的确有可能趋向饱和。而前向串扰的宽度是否也正是因为VictimTrace 的信号反作

用，耦合到Aggressor,导致两者相互复杂作用，从而引起前向串扰宽度发生变化?如果是这样，那《High-Speed Digital

System Design》这本书中所指的前向串扰宽度为TR是否是在某些更具体的条件下才能成立?）

根本原因是Microstrip的TE、TM混合传播模式导致的。

无论电容，还是电感耦合，都是一混合模式传播，在传播的过程中各个模式的速度不同，尽管初始宽度为TR，但在前进路上会展宽，从概念上解释就是这样。

书上所说的结论是条件成立的，因为实际应用中耦合长度不会那么长，不可能达到饱和，所以可以近似认为宽度为TR。

支持！

谢谢winworm！

也可以看看signal integrity:simplified这本书，对这块讲得比较详细，是通过电容/电感耦合的模型进行分析的

能否上传提供一下这本书,谢谢！

可以到www.sipiemc.cn上下载，免费的