精密逐次逼近型ADC基准电压源设计

位于100 kHz以下，则输出阻抗低于0.1 Ω；而直流时则低于0.05 Ω，因此就我们1 MSPS下驱动AD7980的示例而言，它是不错的选择。在宽频率范围内保持低输出阻抗对于驱动基准电压输入而言非常重要。即便是较大的电容值，储能电容 也永远无法消除基准电压输入端消耗的电流。电流纹波的频率成分是吞吐速率和输入信号带宽的函数。大储能电容处理与吞吐速率相关的高频电流，而基准电压缓冲 器必须能够在最大输入信号频率（或储能电容阻抗变得足够低，可提供所需电流的频率）保持低阻抗。基准电压源数据手册中的典型曲线显示输出阻抗与频率的关 系，选择基准电压源时应加以考虑。

AD8031就是一个很好的选择，它在容性负载大于10 µF时性能稳定。其它运算放大器（比如ADA4841）也会在大电容下稳定，因为它们主要驱动稳定的直流电平，但某些特定的运算放大器必须测试确定加载特性。在电容之前使用串联电阻以保持稳定并不是个好主意，因为这会增加输出阻抗。

以一个基准电压源驱动多个ADC时，基准电压缓冲器非常有用，比如图6中显示的同步采样应用中的情形。

图6. 基准电压源电路驱动多个ADC

所有ADC基准电压输入都有各自的储能电容，尽可能靠近基准电压输入引脚放置。每条从基准电压输入出发的走线经路由后 返回位于基准电压缓冲器输出端的星型连接，最大程度降低串扰效应。具有低输出阻抗和高输出电流能力的基准电压缓冲器可驱动许多ADC，具体取决于电流要 求。请注意，缓冲器必须要能在额外电容下稳定，该额外电容与多个基准电压电容有关。

噪声和温度漂移
一旦确定了驱动能力，必须确保基准电压源电路的噪声不影响ADC性能。为了保持信噪比(SNR)和其它规格，必须将基准电压源噪声贡献限定为ADC噪声的 一小部分（比较理想的是20%或更低）。AD7980集成5 V基准电压源，额定SNR为91 dB。转换为rms可得：

因此，基准电压源电路应具有不超过10 µV rms的噪声，以便最大程度减少对SNR造成的影响。基准电压源和运算放大器的噪声规格通常可分为两部分：低频噪声(1/f)和宽带噪声。结合这两部分可得到基准电压源电路的总噪声贡献。图7显示ADR431 2.5 V基准电压源的典型噪声与频率关系曲线图。

图7. 带补偿网络的ADR431噪声曲线

ADR435补偿其内部运算放大器，驱动大容性负载并避免噪声峰化，使其非常适合与ADC一同使用。更详尽的叙述可参 见数据手册。采用10 µF电容，其噪声额定值为8 µV p-p 1/f（0.1 Hz至10 Hz），宽带噪声频谱密度为115 nV/√Hz。估计噪声带宽为3 kHz。若要将1/f噪声从峰峰值转换为均方根(rms)，可除以6.6：

然后，使用10 µF电容下的估计带宽计算宽带噪声贡献。有效带宽由下式确定：

使用该有效带宽计算rms宽带噪声：

总rms噪声是低频噪声和宽带噪声的平方和开根：

结果低于10 µV rms，因此不会对ADC的SNR造成太大影响。这些计算可用来估算基准电压源的噪声贡献，以判断其稳定性，但需要在工作台上使用真实硬件对数据进行验证。

若缓冲器在基准电压源之后使用，则同样的分析可用于计算噪声贡献。例如，AD8031具有15 nV/√Hz的噪声频谱密度。由于输出端具有10 µF电容，其测量带宽下降至大约16 kHz。使用此带宽和噪声密度，同时忽略1/f噪声，则噪声贡献为2.4 µV rms。对基准电压源缓冲器噪声和基准电压源噪声进行平方和开根计算，即可得到总噪声的估算值。通常，基准电压源缓冲器的噪声密度远低于基准电压源噪声密 度。

使用基准电压源缓冲器时，可通过在基准电压输出添加一个极低截止频率的RC滤波器，对来自基准电压源的噪声进行带宽限制，如图8所示。考虑到基准电压源通常是噪声的主要来源，这样做可能会非常有效。

图8. 带RC滤波的基准电压源

选择基准电压源时的一些其它重要考虑因素包括初始精度和温度漂移。初始精度以%或mV为单位。许多系统允许校准，因此 初始精度不如漂移那么重要，而漂移通常以ppm/°C或µV/°C为单位。大多数优秀的基准电压源漂移低于10 ppm/°C，而ADR45xx系列更是将漂移驱动至仅有数ppm/°C。该漂移必须纳入系统误差预算中。

基准电压源故障排除
设计不佳的基准电压源电路可能导致严重的转换错误。最常见的基准电压源问题是来自ADC的重复或"粘连"代码问题。当基准电压源输入端噪声足够大，便可能 造成ADC作出错误的位判断。哪怕输入有所改变，它也以同样的代码重复出现多次，或者在较低的有效位中填充重复的1或0字串，如图9所示。红色圆圈区域 中，ADC出现粘连，重复返回相同的代码。通常满量程附近的问题更严重，因为基准电压源噪声对较高有效位的判断产生的影响更大。一旦作出错误的位判断，其 余位便填充1或0。