同步检波器助力精密低电平测量

重合），而不是使用1 kHz（这是50 Hz 的第20 个谐波）。

尽管有此缺点，但该电路简单、成本低。与尝试进行直流测量相比，使用低噪声放大器并选择合适的调制频率仍然可带来大幅改进。

图5. 如果输入信号(A)和参考信号(B)都是方波，则将它们相乘(C)可有效
解调输入信号的每个谐波。

简单的集成替代方案
图4 中的电路需要一个运算放大器、一个开关和一些分立元器件，另外还需要微处理器提供参考时钟。一种替代方案是使用集成式同步解调器，如图6 所示。ADA2200 包含缓冲输入、可编程IIR滤波器、乘法器和可将参考信号偏移90°的模块，可轻松测量或补偿参考时钟和输入信号之间的相移。

图6. ADA2200 功能框图

使用ADA2200 实现锁定检测电路时，只需施加等于所需参考频率64 倍的时钟频率，如图7 所示。可编程滤波器的默认配置为带通响应，因而无需对信号进行交流耦合。模拟输出将以数倍于采样速率的速度生成镜像，因此可使用RC 滤波器后接Σ-Δ 型ADC 来滤除这些镜像，而仅测量信号的解调直流分量。

图7. 使用ADA2200 实现锁定放大器

改进方波锁定电路
图8 显示了方波调制电路的一种改进方式。传感器采用方波进行激励，但测量信号会与相同频率和相位的正弦波相乘。现在，只有基波频率的信号内容才会移至直流，而所有其他谐波都将移至非零频率。这样，便可轻松使用低通滤波器滤除测量信号中直流分量以外的所有其他分量。

图8. 使用正弦波作为参考信号可防止噪声解调到直流

另一个难点是，如果参考信号和测量信号之间存在任何相移，所产生的输出都会小于无相移时。如果传感器信号调理电路包含 任何会造成相位延迟的滤波器，就会出现这种情况。在模拟锁定放大器中，解决该问题的唯一方法是在参考信号路径中增加相位补偿电路。这并不容易，因为电路必 须可调节，以补偿各种相位延迟，并且会随温度、元件容差而变化。一个较为简单的替代方案是添加第二个乘法级，将测量信号乘以参考信号的90°相移版本。这 个第二级的输出信号将与输入的反相分量成比例，如图9 所示。

经过两个乘法器级后，低通滤波器的输出为与输入的同相（I）及正交（Q）分量成比例的低频信号。要计算输入信号的幅度，只需对I 和Q 输出求平方和。这种架构的另一个好处是，可以计算激励/参考信号和输入之间的相位。

图9. 使用参考信号的正交版本计算幅度和相位

目前讨论的所有锁定放大器均会产生参考信号来激励传感器。最后一项改进是允许将外部信号用作参考信号。例如，图10 中的系统可使用宽带白炽灯来测试表面的光学特性。此类系统可以测量镜面反射率或表面污染程度等参数。与使用电子调制相比，使用机械斩波碟调制白炽灯光源会 简单得多。紧挨着斩波碟的低成本位置传感器生成方波参考信号，馈入锁定放大器。锁相环不直接使用此信号，而是生成频率和相位与输入参考信号相同的正弦波。 使用这种方法时必须注意一点，那就是内部生成的正弦波必须具有低失真。

图10. 使用PLL 锁定至外部参考信号

虽然使用分立式PLL 和乘法器可以实现该系统，但是使用FPGA实现锁定放大器功能会带来多个性能优势。图11 显示了使用FPGA 构建的锁定放大器， 其中前端基于零漂移放大器ADA4528-1 和24 位Σ-Δ型ADC AD7175。 此应用无需极高带宽，因此可将锁定放大器的等效噪声带宽设置为50 Hz。受测器件为任何可外部激励的传感器。放大器配置为具有大小为20 的噪声增益，以充分利用ADC 的满量程范围。虽然直流误差不影响测量，但是最大限度地降低失调漂移和1/f 噪声仍然很重要，因为它们会缩小可用动态范围，尤其是在放大器配置为高增益的情况下。

ADA4528-1 具有2.5 μV 的最大输入失调误差，这意味着采用2.5 V基准电压源时只能使用AD7175 满量程输入范围的10 ppm。ADC后方的数字高通滤波器将滤除所有直流失调和低频噪声。要计算输出噪声，首先应计算AD7175 的电压噪声密度。数据手册给出的噪声规格为5.9 μV rms，测试条件是50 kSPS 输出数据速率、使用sinc5 + sinc1 滤波器且使能输入缓冲器。采用这些设置时的等效噪声带宽为21.7 kHz，这将产生40 nV/√Hz 的电压噪声密度。

ADA4528 的宽带输入噪声为5.9 nV/√Hz，这在输出端表现为118 nV/√Hz，因而总噪音密度为125 nV/√Hz。由于数字滤波器的等效噪声带宽仅为50 Hz，因此输出噪声为881 nV rms。在2.5 V的输入范围内，这会造成系统的动态范围为126 dB。通过调整