高性能4通道D类音频放大器设计

侧电流感应是基于器件在通态状态下，低侧MOSFET两端的VDS。为防止瞬时过冲触发OCP，在LO开通后加入一个消隐间隔，停止450ns过电流检测。

低侧过流感应的临界电压由OCSET管脚设定，范围由0.5V到5.0V。如果为低侧MOSFET测量的VDS超过了OCSET管脚对应COM的电压，驱动器电路就会执行OCP保护程序。要设定过电流的关断电平，可以利用以下的算式计算OCSET管脚的电压：

为尽可能降低OCSET管脚上输入偏置电流的影响，我们选择了电阻值R4和R5，以便流过分压器的电流达到0.5mA或更多。同时，通过一个电阻分压器将VREF输入到OCSET，改善了对电源电压Vcc波动的抗扰性。

同样地，对于正负载电流，高侧过流感应也会监测负载条件，此时根据经CSH和Vs管脚高侧开启期间在MOSFET两端测量的VDS进行监测。当负载电流超过预设的关断电平，OCP保护便会停止开关运作。为防止瞬态过冲触发OCP，可在HO开通后加入一个消隐间隔，停止450ns过流检测。

与低侧电流传感不同，CSH管脚的临界值内部固定在1.2V。但可利用外部电阻分压器R2和R3来设定一个较高的临界值。不论采用哪种方式，都要用外部阻流二极管D1去阻断高电压在高侧断路的情况下流向CSH管脚。基于跨越D1的0.6V正向电压降，高侧过流保护的最低临界值是0.6V。

简而言之，CSH管脚的临界值VCSH可以用以下算式计算：

式中的ID是漏电流，而VF(D1)则是D1的正向压降。此外，逆向阻流二极管D1经由一个10kΩ电阻R1进行正向偏置。

为防止直通或过冲电流通过两个MOSFET，我们将一个名为死区时间的阻流时段插在高侧关断和低侧开通，或低侧关断和高侧开通之间。集成式驱动器让设计师可以根据所选MOSFET的尺寸从一系列预设值中选择适合的死区间来优化性能。事实上，只需两个外部电阻来通过IRS2093的DT管脚设定死区时间。这样便不需要采用外部的栅极定时调节，同时也能防止调节开关定时引入的外来噪声，这对确保音效性能非常重要。

用户在决定最佳死区时间时，必须考虑MOSFET的下降时间。这是因为对实际应用来说，由于开关的下降时间tf的关系，真正有效的死区时间与数据资料所提供的会有所不同。这意味着，要确定有效的死区时间，就要以数据资料中的死区时间值减去MOSFET栅极电压的下降时间。

同样地，在UVLO保护方面，驱动器会在正常运作开始之前监测电压VAA和VCC的状态，以确保两个电压都高于它们各自的临界值。如果VAA或者VCC低于UVLO临界值，IRS2093的保护逻辑便会关闭LO和HO。结果，功率MOSFET将停止运作直至VAA和VCC超过它们的UVLO临界值。

此外，为了达到最理想的音效，4通道音频电路板设计把模拟和开关部分之间的线路阻抗和相互耦合降到最低，并确保模拟信号与开关级和电源接地分开。

测量的性能

我们在正弦信号频率为1kHz、1Vrms及4Ω负载阻抗的情况下，测量每个通道的效率、总谐波失真加噪声(THD+N)和EMI性能。另外，我们为由图2展示的4通道D类音效放大器设计进行测量，显示其一流的隔离和串音性能。相关电路版的电源电压有±35V，自振频率则为400kHz。

如图3所示，在4Ω负载、功率输出为低于50W至120W的情况下，每通道的效率约为90%。对高通道效率作出贡献的主要因素包括产生低通态和开关耗损的DirectFET MOSFET IRF6665。同时，因为集成式驱动器提供了安全死区时间，所以设计没有出现交叉导通。
 

图3：在4Ω负载下，功率输出从低于50W输出提高到120W，测量的效率曲线显示每条通道的效率约为90%。

如此高的功效使这款4通道设计能够处理八分之一的持续额定功率，也就是一般安全所需的正常工作环境，而无需使用任何额外的散热片或强制空气冷却。

同样地，针对失真进行的测试显示，在广泛的输出功率范围内，每条通道的THD+N性能都是一样的。如图4所示，当每条通道低于50W时THD+N便会小于0.01%，并会随着输出功率上升而增加。例如，当每条通道的输出为100W左右，失真程度便会上升到0.02%。这种性能在整个20Hz到20kHz的音频范围内都会保持一致，即使输出功率由每通道10W增加到50W(4Ω负载下)也不会改变。如图5所示，每个通道的基噪在整个音频范围内都维持在-80dBv以下。噪声是在无信号输入和400kHz的自振频率下测量。
 

图4：当每个通道低于50W时，总谐波失真加噪声(THD+N)便会少于0.01%，并会随着输出功率上升而开始增加。

为通道隔离进行的类似测试表明，在每条通道的输出功率为60W的情况下，通道1和3，以及通道1和4之间的串音在整个音频范围内都优于-70dB。

同时，该设计在1k