基于FPGA 的太阳能并网逆变器的研究

案是分压电阻测量方案和电压霍尔测量方案。

由分压电阻测量电压隔离需要使用线性光耦，测量电路会复杂些。使用霍尔测量电压更加简洁。我们选择了电压霍尔测量电路。

电压霍尔输出的是电流信号，可以直接通过接电阻转换成电压信号。这种方案很容易受到负载效应的影响，测量精度差。电压霍尔的输出信号可以通过I-V转换电路和反向电路转换成与AD采样端口电压匹配的信号。

由于设计的电压霍尔测量电路的信号中存在负压信号，需要双电源供电运放，而双电源供电的轨到轨运放不常见。为了保护控制器的AD采样端口，在电压霍尔测量电路的输出端加入了电压钳位电路，保护控制器的AD采样端口。

电压测量电路：

图 2.1.4 电压测量电路

2.3.6 电路控制策略

充电控制主要实现MPPT跟踪和蓄电池充电保护两个功能，在允许范围内应保证可以从光伏电池侧获得最大功率。

MPPT控制策略采用改进的扰动观察法^[5]进行最大功率点跟踪。BUCK输出电压与输入电压关系为，通过调节BUCK电路的占空比可以调节输出电压，进而改变输出功率，光伏电池电特性见图2.3.6.1。

图 2.1.7 光伏电池电特性

传统的扰动法很难实现步长的自设定，要使系统具备比较优越的性能，就要在非峰值点附近要增大调整步进，在非峰值点附近要减小步进。通过改变步进，然后测得输出功率变化量即可以知道步进变化对输出功率的影响。即输出电压与功率的斜率，峰值点处得斜率为零，大处，说明离峰值点较远，可以增大步进，同理小处离峰值点近，应减小步进，将步进整定为即可实现步进自整定，由于存在斜率正负的问题只需取。

为了优化控制系统，由于在电压很低处输出功率很小，可以适当增大步进，加速系统启动过程。在稳态时应给一个小扰动，使峰值发生变化时也能跟踪到新的峰值点。如果系统出现故障或者出现过压过流，则退出MPPT控制系统。控制流程见图2.3.6.1 。

2.1.8 MPPT控制流程图

上述改进型BUCK电路如果采用两个MOSFET驱动互补的方式，除了降低损耗外还可以达到一些比较好的结果，比如不用考虑电流续流问题，因为电流可以在电容上倒流。但反相电流增加了开关损耗和导通损耗，只要电流倒流产生的损耗比通过传统BUCK电路二极管管压损耗小，整个系统相对来说损耗是减小的。推导过程和传统算法一样^[6]，只是电感电流可为负。由于IR2111单路PWM波输入时，可以输出带死区上下管驱动信号，在控制策略上只需要控制单路PWM输出的占空比即可。

2. 2 逆变器设计

逆变器的拓扑如下图所示，通过控制通过电感上面的电流信号可以控制系统的输出功率、功率因素以及相应的谐波成分。目前简单的控制算法是电压外环加电流内环PI控制。复杂的有带FIR滤波的重复控制、矢量控制（三相）等等。本控制系统采用传统的电压电流环控制方法，通过锁相查表的方式获取波形数据，针对电网需求可以作一定量的无功补偿。

图表 2.2.1逆变系统拓扑

2.2.1逆变器参数选取

单相逆变器由直流侧、逆变桥及输出滤波组成，单相逆变器简化拓扑如图2.2.1所示。逆变器控制模型中，参考正弦波和三角波比较得到的脉冲去控制各功率开关器件。由于开关状态是不连续的，分析可采用状态平均法，即用变量的平均值代替其瞬时值，从而得到连续状态空间平均模型。

由于逆变器采用单相桥式电路，可以采用单极倍频调制方式的，由状态平均法分析可以得到直流电源电压与A点电压之间的关系式2.2.1，其中为采样时刻的占空比，E为直流电源电压。

……（式2.2.1）

为了将SPWM波的谐波分量滤除，在逆变器的输出端加了LC滤波器，从而得到正弦交流信号，A、B两点的电压、之间的传递函数可以写成式2.2.2，其中r很小，电路设计时如果绕制电感内阻相对负载电阻很小，则可以忽略这个量。

……（式2.2.2）

交流电感的选择主要考虑抑制电流纹波和满足动态电流波形品质，同时应尽量减小电感，减小系统体积。

满足抑制电流纹波要求，电感的选择应满足：

（其中为输出直流侧电压，为开关周期，为谐波脉动电流峰值的最大允许值）

直流侧最大电压为，开关频率为，最大电流有效值为，取谐波脉动电流峰值的最大允许值取为最大电流的10%，则

满足快速跟踪基准电流要求，电感应满足：

（其中为输出直流侧电压，为交流电压峰值，为正弦波基准电流峰值，为正弦电流角频率）

取输出交流电压有效值，正弦波基准电流峰值A，

考虑到实际电感设计，系统最终设计得出的电感为：

2.2.2 逆变器控制程序

系统的控制由在FPGA中完成。在FPGA中搭建一些