便携式设备中的电源效率

器 R2 和 R3 选择相等的值，参考电压就可表示为公式 5：

其中 VEB 是 Q1 的基射极间电压，VT 是热电压，IQ1 和 IQ2 是通过晶体管 Q1 和 Q2 的电流，而 IS,Q1 和 IS,Q2 则分别是 Q1 和 Q2 的饱和电流。

误差源
要为任何带隙电压参考实现良好的精确度，必须定义总体精度误差的主要形成因素[4]。以下是所推荐架构的最大误差源：

• 放大器失调电压
• 电阻器 R1 与 R2 之间的不匹配
• 双极性晶体管的饱和电流不匹配
• 电阻器 R1、R2 和 R3 的变化

放大器失调电压
放大器失调电压对于参考电压精确度来说很关键，因为它通过与发射-基极电压差相同的方式放大。尽管我们可以通过增大双极性晶体管的面积比来减少对放大器失调电压的影响，但由于电压差具有对数尺度，因此我们会受到这个比例的合理值限制。在本例中，我们选择的比例为 24。

对放大器失调电压影响最大的是输入级晶体管阀值电压变化。它可通过增大放大器输入对的尺寸来改善（公式 6）。

电阻器 R1 与 R2 之间的不匹配
电阻器 R1 与 R2 之比可定义公式 5 中正温度系数项的增益。为了让该增益系数准确，我们使用较大面积单位电阻器。使用特殊的电阻器布局，可实现 0.1% 的误差比例精度。

双极性晶体管的电阻器与饱和电流的变化
这两种变化会导致双极性晶体管的基极-发射极电压 Veb 发生偏移。基极-发射极电压可按公式 7 确定：

其中，I 是发射极电流，IS 是双极性晶体管的饱和电流。引起 IS 变化的主要原因是 Q1 和 Q2 晶体管面积的不匹配以及杂质浓度的变化。

电阻器 R1 的变化可影响通过晶体管 Q2 的电流 I 的绝对值，它是负温度系数项 VEB 的一部分。

电阻器 R2 和 R3 分别可确定通过 Q1 和 Q2 的电流值。R2 和 R3 的变化可导致参考电压（公式 5）的正温度系数不准确。不过，可通过对电阻器 R2 与 R3 进行良好匹配来降低该变化所引起的误差。

高 PSRR 带隙电压参考电路
由于上述传统电压参考架构的所有缺点，我们建议采用改进的电压参考，它是带隙电压参考与低压降稳压器的整合解决方案（图 6）。

图 6. 带隙电压参考结合低压降稳压器的方框图

该示例中的输出电压可由公式 8 确定：

VREF 节点既是带隙参考的输出节点，同时也是带隙核心电路的电源线。这有助于我们通过 LDO 保护带隙核心电路免受电源电压纹波影响。

要获得小静态电流，电阻器 R1、R2、R3 和 R4 的值就会比较大，推荐电路的电阻为 8MΩ。这可使通过 Q1 和 Q2 的电流降低至 40nA。推荐架构的整体静态电流为 250nA。除此之外，我们还可采用一款静态电流为 100nA 的偏置电流电源。

偏置电流电路
所推荐的偏置电流电路基于一种著名的电路结构（如图 7 所示），在参考文献 5[5] 中有详细介绍。

在该电路中，两个 N 型晶体管 M5 和 M7 构成第一个增益为 S7/S5 的电流镜，而两个 P 型晶体管 M4 和 M6 则构成第二个增益为 S4/S6 的电流镜，其中 S4、S5、S6 和 S7 是相应晶体管的面积。

偏置发生器通常不需要特别启动电路，这可减少静态电流和占用面积。如果电流足够小，电阻 R 就可以忽略。由 M5/M7 和 M4/M6 构成的两个电流镜可互连成一个闭环。
该环路增益大于单位增益，因此两个分支中的电流都会增大，直至达到均衡为止。这将由电阻 R 的压降定义，可表示为公式 9：

图 7. 具有动态启动电流的偏置生成器

要加快启动速度并避免可能的漏电影响，可使用一款附加启动电路。晶体管 M0 可作为具有极大电阻的横向双极性 NPN 晶体管使用，其可最大限度地降低启动电流。电容器 C 不仅可在电路加电时提供快速瞬态启动，而且还可防止启动电路发生振荡。在启动之后，电路由晶体管 M2 阻断。偏置模块的偏置电流是 40nA。总流耗是 80nA。

验证结果
所推荐带隙参考不仅可用于超低噪声、高 PSRR 的低压降稳压器，而且还可采用 CMOS 9T5V 技术实施。PSRR 值如图 8 所示，输出电压精度的蒙特卡洛温度变化仿真结果如图 9 所示。测量结果请参见表 1。

图 8. 电压参考源的 PSRR

图 9. 输出电压精度

表 1. 测量数据