利用PowerTrench MOSFET应对更高功率密度的新挑战

性损耗可能高达总功耗的50%以上。必须注意的一点是，漏电流超标的不合格器件可能导致热耗散故障，尤其是在环境温度高的情况下，然而这是很常见的事。在低压应用中，驱动损耗可占总功耗的很大部分，因为相比高压开关，低压开关的传导损耗非常校在轻负载条件下，传导损耗极小，驱动损耗更为重要。随着电脑节能拯救气候行动（Climate Savers Computing Initiative）等新的效率规范的推出，驱动损耗成为轻载效率的关键因素。驱动损耗可通过下式求得。

公式1

开关频率和栅极驱动电压属于设计参数，而栅极电荷值则由数据手册提供。同步整流与二极管整流器的一个不同之处是，MOSFET是一种双向器件。图5显示了一般情况下，在传导期间从源极到漏极流经MOSFET沟槽的电流，以及在死区时间内流经体二极管的电流。由于同步整流中，体二极管的导通先于栅极导通，故同步开关可以采用零电压开关技术。由于同步整流中，软开关在开关导通和关断瞬间工作，dVds/vt为零。因此，CGD（因dVds/dt）的电容性电流也为零。

鉴于这种顺序，应该谨慎选择式1中的栅极电荷值。由于导通瞬间同步开关上无电压，这时不会发生"米勒效应"。因此，得到的栅极电荷值近似等于总栅极电荷QG减去栅极电荷的栅漏极部分QGD。不过，这仍然是对驱动损耗的乐观估计，实际中，同步开关的栅极电荷值并不等于简单的QG-QGD估算值，这是因为在同步整流中，漏极和源极之间存在一个负偏压，而数据手册中的QG和QGD是利用正偏压测得的。而且，Vth以下的QSYNC曲线类似于Vth以上的斜线，因为同步整流中，零电压开关期间这两个区域的漏源电压都为零。同步整流的栅极电荷QSYNC可利用图6所示的简单电路，并在Q1和Q2上加载适当的驱动信号来测得。

利用已知的电阻值，可通过下式求得QSYNC，这样就可以更准确地估算出栅极驱动功耗。同步整流中，QSYNC较小，器件的性能也较好。如图7所示，同步整流的功率MOSFFET的栅-源电压上无平坦区。

公式2

在同步整流中，要降低QSYNC，CGS(Ciss-Crss)是更加关键的因数。如图8所示，由于设计优化，相比4.5毫欧的竞争产品，3.6毫欧PowerTrench MOSFET的CGS大幅度减小。如表1所示，相比4.5毫欧和3.0毫欧的竞争器件，3.6毫欧PowerTrench MOSFET的QSYNC分别降低了22%和59%。图9对栅极驱动电压为10V，开关频率为100kHz的27V同步整流级的驱动损耗和传导损耗之比进行了计算和比较。这里有两个同步开关，在10%的负载条件下，3.0毫欧竞争产品的驱动损耗是传导损耗的两倍。

数据手册上规定的二极管反向恢复时间（Trr）和反向恢复电荷（Qrr）一般用于正向开关损耗的计算。在利用数据手册上的Qrr值来计算损耗时，须注意一点：体二极管的反向恢复电流是许多参数的函数，比如正向电流IF、反向恢复diF/dt、DC总线电压和结温Tj，其中任何一个参数的增加都会导致Qrr的提高。数据手册上的条件通常比典型的转换器工作条件低。由于开关转换器需尽可能快地对功率MOSFET进行转换，边缘速率，如diF/dt，可能比数据手册上的条件快10倍之多，从而使同步整流的Qrr大大增加。

输出电荷Qoss和反向恢复电荷Qrr在关断开关的同时也造成损耗。因此，Coss和Qrr产生的功耗可通过下式求得。

公式3

公式4

开关上的电压尖刺

把有害电压尖刺降至最小的一般原则是采用短而厚的电路板以及最小的电流回路。然而，由于尺寸和成本的限制，做到这些并不容易。有时，设计人员必需考虑到机械结构的问题，如散热器和风扇；有时鉴于成本限制因素，不得不使用单面印制电路板。缓冲电路可作为一种可行的替代方案，用来在最大额定漏源电压范围内管理电压尖刺。这种情况下，额外的功耗是无法避免的。此外，轻载下缓冲电路本身产生的功耗也不可忽视。除了电路板参数之外，器件的特性也对电压尖刺电平有影响。在同步整流中，一个主要的器件相关参数是反向恢复期间的体二极管软度因子（softness）。基本上，二极管的反向恢复特性是由设计决定的。有好几个控制输入对反向恢复产生影响，如结温、di/dt和正向电流水平。但是，当条件固定时，二极管总是表现出相同的行为。因此，器件的评估结果对评测系统的运作情况非常有用。图10所示为两个不同器件（但有极其相似的额定值）的反向恢复波形。

在反向恢复电流波形中，从零到峰值反向电流的这段时间被称为ta。tb则定义为从峰值回到零的时间。软度因子定义为tb/ta。一个软器件的软度因子大于1，而当其软度因子小于1时，该器件被认为是"snappy（活跃的）"。从图10可看出，反向恢复期间snappy二极管的峰值电压较大。当所有条件都相同时，