二极管箝位级联拓扑在直驱风电系统中的应用研究
时间：09-14
来源：电源技术
点击：
2 控制原理
消谐波SPWM可以直接用于二极管箝位型、电容箝位型多电平电路，也适用于其他类型的多电平结构，载波相移SPWM一般用在级联H桥型、电容箝位型多电平电路。本文针对图1的拓扑结构，采用消谐波SPWM和载波相移SPWM相结合的调制方法，能够较好地应用在二极管箝位五电平级联H桥电路中。
图2是所采用的载波调制原理图，其中图2(a)是a相二极管箝位功率单元级联结构图，图2(b)是载波调制方法原理图，以a相为例进行说明。图2(a)中，二极管箝位五电平H桥功率单元1和单元4级联构成a相输出，假设图2(a)中功率单元1的两个三电平桥臂自左而右分别为桥臂1和桥臂2，功率单元4的两个三电平桥臂自左而右分别为桥臂3和桥臂4，对应图2(b)中，载波uc1、uc2和uc3、uc4分别为桥臂1和桥臂2使用的载波，载波uc5、uc6和uc7、uc8分别为桥臂3和桥臂4使用的载波，ua为a相正弦参考波。载波uc1、ucz和uc3、uc4，uc5、uc6和uc7、uc8为幅值、相位完全一样但位置不同的三角载波，对应功率单元中的每个桥臂，采用的是消谐波SPWM方法，桥臂1、2、3、4之间是载波相移SPWM方法，假设桥臂1的载波相位为0°，则桥臂2的载波相位为180°，桥臂3的载波相位为90°，桥臂4的载波相位为270°，因此图2所示的载波调制方法是消谐波SPWM和载波相移SPWM的结合。以功率单元1为例说明，桥臂1的4个功率器件，S1和S3的驱动互补，S2和S4的驱动互补，ua与载波uc1进行比较作为S1的驱动信号，当ua>uc1时驱动为正，否则为负，同样ua与uc2比较作为S2的驱动信号；桥臂2的4个功率器件，S5和S7的驱动互补，S6和S8的驱动互补，ua与载波uc3进行比较作为S8的驱动信号，当ua>uc3时驱动为正，否则为负，同样ua与uc4比较作为S7的驱动信号。同样道理可以得到功率单元4的驱动波形。分别以三相正弦波作为调制波，即可得到三相二极管级联逆变器所有功率器件的驱动波形。
3 仿真结果
根据以上拓扑结构和控制原理，利用仿真软件PSIM6．0搭建了系统模型。仿真参数如下：每一支路的直流侧电压为±400V，直流侧电容为3400μF(6800μF两串)，功率器件为IGBT和二极管，为简化仿真，输出采用LC滤波+星接阻，开关频率为3kHz。
以下主要给出三相二极管箝位五电平级联H桥逆变器的仿真波形。图3所示是一相的相电压仿真波形及其FFT分析，从图3(a)可以看出，输出相电压波形为9电平，最高平台电压为1．6kV，图3(b)为对应的FFT分析，可见谐波主要集中在开关频率的4n(n=1，2，3…)倍频率处，也即12kHz的整数倍频率附近，可见采用这种控制方法，使逆变器的等效开关频率提高为原来的4倍。
根据系统原理和仿真结果构建了实验系统。
实验参数如下：移相变压器变比为1:1:，直流侧电容为两个6800μF电解电容串联，逆变器功率模块采用三菱公司IPM模块，控制器采用TMS320F2407+FPGA，负载参数与仿真相同，L=3mH，C=50μF，R=50Ω；输出电压频率为50Hz，开关频率为3kHz。由于受实验条件限制，实验中直流侧电压相对较低，将在随后的研究中进一步提高电压等级。
以下是部分实验结果。图6是输入侧电压电流和直流侧电压波形，其中uia(Ch1)和iia(Ch3)分别是移相变压器输入侧a相电压和电流波形，udc是直流侧电压(Ch2)波形。从图中可以看到，电流波形接近正弦波，和输入电压的相位基本一致，可见通过移相变压器和12脉波整流器，能够明显改善输入侧的电流波形质量，提高输入功率因数，降低发电机的谐波损耗，通过12脉波整流器得到的直流侧电压较为平稳，能够满足逆变器的需要。
消谐波SPWM可以直接用于二极管箝位型、电容箝位型多电平电路，也适用于其他类型的多电平结构，载波相移SPWM一般用在级联H桥型、电容箝位型多电平电路。本文针对图1的拓扑结构，采用消谐波SPWM和载波相移SPWM相结合的调制方法，能够较好地应用在二极管箝位五电平级联H桥电路中。
图2是所采用的载波调制原理图，其中图2(a)是a相二极管箝位功率单元级联结构图，图2(b)是载波调制方法原理图，以a相为例进行说明。图2(a)中，二极管箝位五电平H桥功率单元1和单元4级联构成a相输出，假设图2(a)中功率单元1的两个三电平桥臂自左而右分别为桥臂1和桥臂2，功率单元4的两个三电平桥臂自左而右分别为桥臂3和桥臂4，对应图2(b)中，载波uc1、uc2和uc3、uc4分别为桥臂1和桥臂2使用的载波，载波uc5、uc6和uc7、uc8分别为桥臂3和桥臂4使用的载波，ua为a相正弦参考波。载波uc1、ucz和uc3、uc4，uc5、uc6和uc7、uc8为幅值、相位完全一样但位置不同的三角载波，对应功率单元中的每个桥臂，采用的是消谐波SPWM方法，桥臂1、2、3、4之间是载波相移SPWM方法，假设桥臂1的载波相位为0°，则桥臂2的载波相位为180°，桥臂3的载波相位为90°，桥臂4的载波相位为270°，因此图2所示的载波调制方法是消谐波SPWM和载波相移SPWM的结合。以功率单元1为例说明，桥臂1的4个功率器件，S1和S3的驱动互补，S2和S4的驱动互补，ua与载波uc1进行比较作为S1的驱动信号，当ua>uc1时驱动为正，否则为负，同样ua与uc2比较作为S2的驱动信号；桥臂2的4个功率器件，S5和S7的驱动互补，S6和S8的驱动互补，ua与载波uc3进行比较作为S8的驱动信号，当ua>uc3时驱动为正，否则为负，同样ua与uc4比较作为S7的驱动信号。同样道理可以得到功率单元4的驱动波形。分别以三相正弦波作为调制波，即可得到三相二极管级联逆变器所有功率器件的驱动波形。
3 仿真结果
根据以上拓扑结构和控制原理，利用仿真软件PSIM6．0搭建了系统模型。仿真参数如下：每一支路的直流侧电压为±400V，直流侧电容为3400μF(6800μF两串)，功率器件为IGBT和二极管，为简化仿真，输出采用LC滤波+星接阻，开关频率为3kHz。
以下主要给出三相二极管箝位五电平级联H桥逆变器的仿真波形。图3所示是一相的相电压仿真波形及其FFT分析，从图3(a)可以看出，输出相电压波形为9电平，最高平台电压为1．6kV，图3(b)为对应的FFT分析，可见谐波主要集中在开关频率的4n(n=1，2，3…)倍频率处，也即12kHz的整数倍频率附近，可见采用这种控制方法，使逆变器的等效开关频率提高为原来的4倍。
根据系统原理和仿真结果构建了实验系统。
实验参数如下：移相变压器变比为1:1:，直流侧电容为两个6800μF电解电容串联，逆变器功率模块采用三菱公司IPM模块，控制器采用TMS320F2407+FPGA，负载参数与仿真相同，L=3mH，C=50μF，R=50Ω；输出电压频率为50Hz，开关频率为3kHz。由于受实验条件限制，实验中直流侧电压相对较低，将在随后的研究中进一步提高电压等级。
以下是部分实验结果。图6是输入侧电压电流和直流侧电压波形，其中uia(Ch1)和iia(Ch3)分别是移相变压器输入侧a相电压和电流波形，udc是直流侧电压(Ch2)波形。从图中可以看到，电流波形接近正弦波，和输入电压的相位基本一致，可见通过移相变压器和12脉波整流器，能够明显改善输入侧的电流波形质量，提高输入功率因数，降低发电机的谐波损耗，通过12脉波整流器得到的直流侧电压较为平稳，能够满足逆变器的需要。
图7是a相输出电压和电流波形，其中uoam是相电压波形(Ch1)，ioa是电流波形(Ch2)。从图中可以看到，输出相电压波形为9电平，电流波形经过电感滤波后，波形质量也比较高，对应的谐波成份也比
- 高效率PFC电路二极管选择方案(01-24)
- 齐纳二极管调整器设计(06-20)
- 发光二极管的节能与照明(06-13)
- Si整流器与SiC二极管：谁与争锋(07-07)
- MAX2140内部ESD二极管的保护电路设计(07-14)
- 什么是晶体二极管？(07-21)