高效紧凑反激式变换器电信电源的设计
选择一个具有足够RMS(平均有效值)纹波处理能力,同时又不会使内部温升过高的电容器。采用下面的公式估算输入电容中的RMS纹波电流ICRMS: 7、LC输出滤波器(L2 C9 )设计 其中: 除此之外,次级电流的di/dt流过输出电容的ESL时还会产生额外的尖峰噪声,叠加在输出纹波上。一个小的LC滤波器就可以抑制掉这些低能量的尖峰,并且它也有助于衰减开关频率纹波。为了尽量减小滤波器的相位滞后效应,确保其不影响补偿,应将其转角频率设计在远离预估闭环带宽一个十倍频程以上。图3示出了采用和未用LC滤波器时的峰到峰纹波波形。采用一个luF到10uF的低ESR陶瓷电容,利用以下公式计算电感量: 其中: 其中:
对于输出电容的要求取决于负载端所能接受的峰到峰纹波电平。反激式变换器中的输出电容要在开关导通时间内供应负载电流。而在关断周期,随着磁芯能量的释放,变压器次级绕组将损失的电荷补充回来,并且同时供应负载电流。同样,输出纹波是输出电容器ESR所产生的电压降(ΔVESR)和开关导通时间内因电荷损失所产生的电压降(ΔVc)两者之和.MAX5021的高开关频率降低了对于电容量要求。建议采用低ESR的钽电容,因为它们具有令人满意的电容量和 ESR组合,可以利用下面的公式计算电容量和ESR:
DOFF为放电占空比,可用下面的公式计算:
fc=预估闭环带宽。
8、 关于电源的功率损耗
高频开关变换器的损耗可能会很大,因为开关损耗和直流损耗是简单相加的。要将开关损耗保持在最低水平,仔细地挑选元件是很有必要的。MAX5021被设计为具有足够高的工作频率,以便降低无源元件的尺寸,同时又具有尽可能低的开关损耗。MAX5021的低启动电流和低静态工作电流使控制电路中的功率损耗降至最低。为了进一步降低开关损耗,达到更高的转换器效率,选用一个具有较低栅极电荷和栅到漏电容的MOSFET,并且平衡MOSFET的直流和开关功率损耗。图4所示为图1电源电路的的变换效率随输出电流的变化曲线,利用以下公式可计算出MOSFET中的直流和开关损耗PMOS:
QG=MOSFET栅极总电荷(纳库仑);
Vcc=VCC电压(MAX5021的引脚4);
tF=关断时间(秒);
VD=关断时的漏极电压(伏);
fSW=开关频率(262kHz);以及
IPK=初级峰值电流(安);
IPRMS=电流平均有效值.
在次级侧采用肖特基二极管可以获得低VFB和低反向恢复损耗。采用下面的公式计算次级二极管中的直流损耗PD,忽略因开关过程而产生的反向恢复损耗:
PD=VFB*Io
其中:
VFB=次级二极管于IPK/2时的正向压降(伏)。
为了降低变压器初级和次级间的漏感,可以将次级绕组夹在两半初级绕组中间。采用多股线绕组可以降低趋肤效应所造成的损耗。
9、输出电压的稳定控制与频率补偿
频率补偿环由输出VOUT路经并联调节器(误差放大器)IC2-TLV431 AC、光电耦合器IC3-MOC207以及MAX5021内部的PWM比较器组成。以实现对输出电压的稳定控制. 而频率补偿环路经也是由此闭合.
通过优化的线路板设计可以获得8kHz的闭环带宽和44º的相位裕量。通过切换负载(20us内从100mA到lA),我们可以检验其负载瞬态响应,你会在输出电压上得到一个小的偏移和快速建立过程中的波动。一个过补偿的变换器会增加其响应时间,并且还会在打开过程中造成输出电压过冲。
10、布局和安全准则
高频开关变换器会产生高摆率的电压和电流波形。为了使电压尖峰和电磁辐射降至最低,应该最大限度减小电流环路和印刷线条中的寄生电感。合理的元件摆放是缩短高频线条的关键。依照以下步骤可以获得良好的布局:
* 尽可能减小由输入电容正端、变压器初级、MOSFET开关、检流电阻和输人电容负端构成的环路。
* 尽可能缩短从MAX5021到开关MOSFET的栅极驱动线条。
* RCD缓冲器元件尽可能靠近输入电容和MOSFET开关。
* 连接到MAX5021Vcc、VIN和CS引脚的陶瓷电容应靠近IC放置。
* 尽可能减小由变压器次级、次级二极管和输出电容组成的环路。
* 为了在印刷板上有效散热,在MOSFET漏极、变压器次级和次级二极管上大面积敷铜。
电路类型(SELV,TNV-1,TNV-2或TNV-3)及其玷污程度(取决于电路所处环境)决定了对于初级和次级电路的间隔要求。
参考文献
1. MAXIM Product Selector Guide 2001 November
2 .Computer Products Inc. Power Conversion Engineering Handbook 1997
3.Computer Products Inc. Power Supply Product Handbook 1996-1997
4.开关电源的原理与设计 电子工业出版社 1999年
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