提升电源转换效率的自定时电压检测同步MOSFET控制方案

比较器的输出讯号再透过缓冲电晶体来驱动次级侧MOSFET。虽然可根据其目前电流状态开/关MOSFET，这种方法仍受限于很高的电路复杂性和比较器的时序延迟。最近，IC设计进步使同步整流出现了从传统的基于电流变压器的检测方法向无损耗漏极电压感知技术(如下图2所示)转移的迹象。

图2.带类比闸极驱动、用于谐振转换器漏极电压感测的同步控制器

除了将MOSFET次级侧的无功电流损耗降至最低外，这种新技术还进一步提高了转换效率，同时也由于不再需要电流检测变压器，加上拿掉了快速回应比较器，因而降低了系统成本。在力求缩小LCD电视体积趋势的推动下，谐振电源转换器的优点越来越受到电视电源工程师的关注，因为它们能支援电源半导体元件，使其运作在非常高的开关频率，因而有助于电源变压器和滤波电容的小型化。本文将讨论如何利用基于ZXGD3101同步控制器的自定时电压检测同步MOSFET控制原理，协助LCD电视等消费电子产品设计实现高电源转换效率。

透过对MOSFET的初级侧实施零电压开关(ZVS)可以实现上述要求，因为ZVS大幅降低了开关损耗。 开关损耗越低、效率越高、MOSFET的热管理越简单。然而，电源输出二极管的低效率严重阻碍了设备体积的进一步微型化。在大屏幕电视中，要求在谐振电源内使用表面黏着MOSFET取代带散热器的输出二极管。不过，由于时序复杂性、成本和现有同步整流器解决方案欠佳的表现，迄今为止，采用这一替代方案的数量非常有限。可透过比较漏极电压与负的阈值电压(Vth)做到这点。当漏极电压是个比Vth更正的值时，MOSFET的闸极电压被拉低至1V，以确保元件被关闭。

闸极电压随反向漏极电压的下降而逐渐降低，因而确保了MOSFET在电流过零点附近的迅速切断。换言之，可以更少的闸极电荷切断MOSFET，因而缩短了闸极电压的下降时间，并确保没有反向电流。此外，比例式闸极驱动器根据MOSFET的电流幅值调节其输出电压，这样，在漏极电流接近零之前，该MOSFET的闸极一直在得到加强。这样，在MOSFET关闭后，就将体二极管的导通时间缩至最短。图3为同步MOSFET的工作波形。在满载情况下，图3b显示，为获得低阻抗，在MOSFET的大电流期间压一直维持在10V左右。

图3.显示的是谐振转换器的闸极驱动器工作波形：(a)25%负载和(b)满载

当漏电流为低时，闸极电压逐渐降低、导致MOSFET的阻抗加大、因而设立起负的漏极电压。与数位电平闸极电压比，这确保了阻抗非常低的MOSFET将不会关闭，且仍将维持导通相当水准的电流。

3　让热设计更容易

在加大功率密度时，热管理成为一个关键设计因素，且它对产品品质和可靠性非常重要。对液晶电视来说，出于安全考量，电源被封装在特殊或完全密封的壳体内，此时，因系统散热基本上只依靠自然对流和辐射，所以，电源部份的有效散热就成为一个主要设计挑战。典型的电视电源需要为音讯放大器提供+12V输出;为背光提供+24V输出;为微控制器和介面提供+5V输出。+12V输出轨的功率低于+24V输出轨的功率、并使用萧特基二极管，如图2所示。一般来说，一个32英吋显示幕在最高亮度时，背光单元约需144W功率。 这相当于在24V输出轨的肖特基二极管上流过6A电流，并伴随需采用大体积散热器的导通损耗。 对于42英吋显示幕来说，背光功率提高到264W，电流为11A。

若电视电源采用40A额定电流/100V击穿电压的肖特基二极管作为输出整流器，其正向压降通常为425mV/3A@125℃结温。 那么，24V电源轨上每个输出二极管在6A满负载条件下的导通损耗约为1.275W。如果我们将满负载输出电流升高到点亮更大液晶显示幕所用CCFL或LED 背光单元所需的11A，则静态功耗就变为3.12W，若不采用大型散热器，就无法轻易地实现散热。在满负载条件下，假设谐振槽可充分滤除掉输入电压的高次谐波，则在6A输出轨，每个MOSFET的均方根(RMS)漏极电流约为3.33A。

基于漏极电压感测的同步闸极驱动器方案仅在进行MOSFET体二极管正向电压检测时开启MOSFET。 因为初始的体二极管导通，闸极导通延迟时间降低了效率，这在高开关频率下是不能被忽视的。在将体二极管和MOSFET通道损耗运算在内后，当一款rDS(on)@Tj=100°= 9mΩ的元件用在工作于80kHz的开关转换器时，该元件的导通损耗约为192mW 。 因同步MOSFET在零电流处开启和切断，所以损耗可忽略不计。MOSFET现工作在92℃的可接受结温和80℃的PCB温度。 依此类推，对42英吋显示屏来说，在11A输出转换器中，相同MOSFET的导通损耗约为935mW。

4　本文小结

因为试图减少诸如电源变压器、滤波电容和散热元件等主要