开关模式GaAs功率放大器在WLAN设计中大放异彩

"半正弦波"在其上半部分和下半部分交替流动(因而通过上面的晶体管和下面的晶体管交替流动)，因此输出线圈支持该正弦输出电流。由于漏电压为零时电流会流经每一个器件，而漏电压为+2Vcc没有电流流过，因此这些器件不会吸收功率，其效率从理论上来说可达100%。

尽管D类放大器的效率理论值可达100%，但其实际应用仍因漏极(或集电极)寄生电容而受到限制。这种寄生特性阻止了电压波形的及时开/关，导致电流流经晶体管的同时在晶体管输出端产生电压。

如果负载中包含大的电抗器件，则会出现类似的效应。这时，漏电压波形仍然是方波，但输出电流则产生了相移。因此，当导通时，每个器件上都会流过负电流，它会对寄生电容充电并产生电压毛刺。

D类放大器的寄生电容问题在E类放大器架构中得到了解决。

图6：F类放大器的电压及电流波形。

图3所示为一个单端E类放大器，其电压及电流波形如图4所示。

这里，一个串联调谐LoC0电路将漏极与负载相连，一个旁路电容C接地。该旁路电容由晶体管寄生电容和另一个电容组成(该电容的作用是，当漏极存在电压时，确保晶体管中无电流通过)。使漏极电压不断变化，而不是像D类放大器那样将其仅局限于方波，便可达到这一理想的状态。应注意的是，这样会产生显著的漏电压过冲，必须使过冲电压低于该器件的击穿电压。

要达到最佳性能，当器件导通(并开始产生电流)时不仅其漏电压必须为零，漏电压斜率也必须为零。这样可保证来自旁路电容的电流为零，从而也保证晶体管导通时漏电流为零。由于转换中的漏-源电压及漏电流均为零，因此该器件的功耗可忽略不计。

尽管E类放大器的效率从理论上可达到100%，但因抑制谐波需要较高的Q值，从而限制了其效率，这使漏电压值低至0V，并且与时间的斜率为零。至于D类放大器，负载电抗的变化可能在部分RF周期内产生负的漏电压和/或漏电流。

F类架构可避免这些问题，以及D类出现的一些问题。图5所示为一个单端F类放大器，其电压及电流波形如图6所示。

F类放大器的负载网络在一个或多个谐波以及基波中会产生共振。图5中的晶体管是一个电流源，可产生半正弦波。输出中的基频调谐电路可将所有的谐波旁路到地，从而产生一个正弦输出电压。但是，三次谐波共振器具有高阻抗(在第三次谐波)，可使该器件的漏电压维持三次谐波分量。第三次谐波相对于基频的正确幅度及相位可降低漏电压，从而获得更高的效率。

图7：工作于F类模式和5GHz 的0.5微米GaAs MESFET器件模拟情况。

本文使用安捷伦的"高级设计系统EDA"工具来模拟工作于F类、5GHz的0.5微米GaAs MESFET(图7)。这里的漏极偏压为5V，栅极偏压为12V。

从图中可见，当输入栅极驱动电压Vgate从1.8V的峰值上升到2.7V时，Vdrain逐渐变为方波。这是由于三次谐波分量的幅度和相位逐渐变为F类操作所需的正确值。一旦通过F类放大器的共振器部分以后，该方波漏电压将转换成正弦输出电压Vout。

图7的表中还列出了F类放大器进行F类操作时的模拟效率及输出功率。模拟效率为86.919%，完全符合F类操作的预期理论值。

功率放大器线性化技术

跟线性功率放大器一样，在基于LINC的架构中采用开关模式功率放大器也有线性化要求，以便为OFDM等先进的调制方案提供高性能。线性化可补偿AM至AM失真(压缩)及AM至PM失真，从而可提供干净的输出信号，具有极低的带外发射及带内误差向量幅度(EVM)。

图8：带频率转换的反馈。

几种传统的技术可用于克服发射器中的线性度问题，如反馈、前馈及预失真。如下文所述，每一种技术都有其自身的优势及局限。功率放大器线性化技术的正确选择取决于是否能够相对轻松地应对这些不同的局限。

在RF功率放大器中采用反馈技术并不容易。对于极不线性的功率放大器，必须实现很高的环增益才能达到所需的线性度。环路不稳定性由寄生耦合、封装寄生及瞬态电流的各种共振引起，因此反馈功率放大器可能会受到自发振荡的影响。

不过，反馈技术可成功用于组合的上变频器/功率放大器。此时，由于将大部分环增益分配给了更低的IF频率(这些频率不易产生共振)，高环增益问题可得到缓解。

图8示出了一个将环增益分配给较低IF频率的场景。从图中可以看出，一部分输出功率被下变频到最初的IF频率。结果，该环路将尽量使VRF调制等同于VIF调制。

为保证稳定性，对于环增益大于1的任何频率，闭环相位不允许达到180度。为实现这一目标，可对参考频率LO(用于对RF进行下变频)的相位θ进行设置，以确保其具有安全冗余。一个重要的问题是θ值取决于温度、处理参数及输出功率，因而难以保证