降低射频连接器电压驻波比的研究

一、引言

射频连接器是无线电电子设备和仪表中必不可少甚至是关键的电子元件。电压驻波比是射频连接器的一项极重要的电气参数。

随着科学技术的进步，对射频连接器电压驻波比提出了越来越高的要求。许多连接器专家为此竭尽努力，取得了显著的进展。到了七十年代中后期，射频连接器的发展在国际上达到鼎盛时期，其主要标志是相继研制出21mm、14mm、7mm和3.5mm精密同轴连接器和各种精密转接器，工程用射频连接器的电压驻波比性能也有显著提高，扫频测量取代了点频测量，并且出现了时域测量技术。在国内，随着微波通信技术和测量方法的进步，分米波电视的发展，对连接器电压驻波比的要求也越来越高，如要求研制工作在0～18GHz驻波比小于1.30的SMA连接器、0～18GHz驻波比小于1.40的连接器电缆组件、0～1GHz驻波比小于1.05的分米波连接器以及驻波比小于1.02的各种精密转接器。研制工作到40GHz驻波比小于1.50的毫米波连接器也提到议事日程上，本研究的目的在于为研制宽频带低驻波比射频连接器提供设计依据。

二、影响射频连接器驻波比的主要因素

反射系数主要与传输线的阻抗均匀性有关。简单地说，在连接器内，凡阻抗偏离标称特性阻抗值的地方，都会引起反射。

射频连接器实质上是一段带有连接机构、电缆夹紧装置和其他装置的非均匀同轴线。以直式连接器为例，与均匀同轴线相比，它有三处明显的不均匀：绝缘支撑区域、导体尺寸过渡区域和连接器到电缆的结合部。在这些地方，都存在着导体直径尺寸或导体形状的变化，因而出现了不连续电容，引起反射。还有一些引起反射的其他因素，例如导体连接间隙、导体直径尺寸偏差、内外导体偏心率、接触件上的槽缝、介质介电常数偏差和导体表面粗糙度等等。但上述三处却是连接器内部的三大反射源，只要把它们引起的反射降低到可以容许的程度，其他的就不难解决了。

三、降低射频连接器驻波比的途径

1. 最佳绝缘支撑的设计

射频连接器几乎都有绝缘支撑，支撑的结构型式很多，最普遍采用的有如图1所示的两种。由于支撑的介入，势必发生导体直径尺寸的阶梯突变，破坏了传输线的均匀性。从理论分析可知[1]，同轴线导体直径尺寸的突变，等效于在突变截面上并联一个不连续电容，这个电容可按参考资料[2]提供的公式精确计算。为消除不连续电容引起的反射，必须采取补偿措施，其方法有两种：一种是高抗补偿（图1a），另一种是共面补偿（图1b）。
 
（a）
 
（b）

图1

如何计算如图1所示的导体直径同时反向突变引起的不连续电容呢？国外资料曾经报道过两种不同的计算方法。第一种方法认为总不连续电容等于内外导体突变的两种最坏组合所形成的单台阶不连续电容之和[3]，即

 （1）

第二种方法假定，在导体突变区域的内外导体之间存在着一个理想等位圆柱面，其直径可按下式计算[4]：

（2）

总不连续电容等于由这个等位圆柱面和突变内外导体分别组成的两个单台阶突变所形成的不连续电容的串联，即

（3）

两种计算方法得出截然不同的结果。图2是以L27型连接器绝缘子为例计算出的曲线。可以看出，第一种结果表明总不连续电容随外导体外削深度百分比而变化（曲线1）。当外导体外削深度为完全外削（内导体无内削）深度的20%左右时，总不连续电容最小。而第二种结果却表明总不连续电容几乎与外导体外削深度无关（曲线2）。

根据自己的研究和试验，我们认为后一种计算方法比较合乎实际，与试验结果颇接近。按此方法设计出的连接器大多能获得满意的结果，由此看来，设计绝缘支撑时，未必要遵循外导体外削深度应控制在完全外削深度的20%左右的原则。

图2

可以用提高介质区域特性阻抗即增大电感的方法来补偿不连续电容。这种方法称高抗
补偿。介质区域的最佳阻抗值可按下式确定[5]：

（4）

式中ω=2πf0，f0是设计中心频率，θ=，ε是介质相对介电常数，λ0是真空波长，是绝缘子宽度。Z1值可用逐次逼近法求得。显然，当工作频率偏离f0时，补偿是不充分或过量的，因而将有残余反射。仅当频带不宽或驻波比要求不很苛刻时才采用高抗补偿方法。

为了获得宽频带低驻波比性能，应当采用图1b所示的共面补偿绝缘子。共面补偿方法是使介质区域内的阻抗等于标称特性阻抗，通过去除介质端面的部分介质以提高电感来就地补偿不连续电容。介质凹槽深度δ可按下式计算：

（5）

式中ε是介质凹槽区域的等效介电常数。必须指出，在计算总不连续电容时，必须考虑临近效应的影响和频率的变化而加以修正。

2. 导体直径尺寸过渡段的最佳设计

在转接器或电