X和Ku波段小尺寸无线电设计

级。在X和Ku波段的典型应用中，第一混频级的中心频率可以是5 GHz到10 GHz范围的高IF。这里需要高IF，原因是镜像频率为Ftune + 2 × IF，如图4所示。IF越高，镜像频段离得越远。此镜像频段必须在其到达第一混频器之前加以抑制，否则此范围内的带外能量会表现为第一IF中的杂散。这是通常使用两个混频级的主要原因之一。如果只有一个混频器，并且IF为数百MHz，那么将很难在接收机前端中抑制镜像频率。

图4.混频进入IF的镜像

将第一IF下变频至第二IF时，第二混频器也存在一个镜像频段。第二IF的频率较低（几百MHz到2 GHz），故第一IF滤波器的滤波要求可能视情况而不同。对于第二IF为几百MHz的典型应用，高频第一IF的滤波可能非常困难，需要很大的定制滤波器。这常常是系统中最难设计的滤波器，因为频率很高且抑制要求通常很窄。

除镜像抑制外，还必须有力地滤除从混频器返回接收输入连接器的LO功率水平。这样可确保无法因为辐射功率而检测到用户。为此，LO应远离RF通带，确保可以实现充分滤波。

高中频架构概述

最新集成收发器产品包括AD9371，它是一款300 MHz至6 GHz直接变频收发器，具有两个接收通道和两个发射通道。接收和发射带宽可在8 MHz至100 MHz范围内调整，工作模式可配置为频分双工(FDD)或时分双工(TDD)。该器件采用12 mm2 封装，TDD模式下功耗约为3 W，FDD模式下功耗约为5 W。由于正交纠错(QEC)校准的优势，它实现了75 dB到80 dB的镜像抑制性能。

图5.AD9371直接变频收发器功能框图

图6.X或Ku波段TRx，AD9371用作中频接收机 

集成收发器IC的性能进步开启了新的可能性。AD9371集成了第二混频器、第二IF滤波和放大、可变衰减ADC以及信号链的数字滤波和抽取功能。在该架构中，AD9371（其调谐范围为300 MHz至6 GHz）可调谐到3 GHz和6 GHz之间的频率，直接接收第一IF（参见图6）。其增益为16 dB，NF为19 dB，5.5 GHz时的OIP3为40 dBm，故AD9371是非常理想的IF接收机。

集成收发器用作IF接收机，便不再需要像超外差接收机那样担心通过第二混频器的镜像，这可以大大降低第一IF带的滤波需求。不过，为了消除收发器中的二阶效应，仍然需要一定的滤波。第一IF带现在应以两倍的第一IF频率提供滤波以消除此类效应，这比滤除第二镜像和第二LO要容易得多，它可能接近数百MHz。通常，利用低成本的小型LTCC滤波器成品即可满足此类滤波要求。

这种设计还使系统具有很高的灵活性，可针对不同应用而轻松加以重复使用。灵活性的表现之一是IF频率选择。IF选择的一般经验法则是让它比经过前端滤波的目标频谱带宽高1 GHz至2 GHz。例如，若设计师需要4 GHz频谱带宽（17 GHz至21 GHz）经过前端滤波器，则IF可以位于5 GHz频率（比目标带宽4 GHz高1 GHz）。这有助于前端实现滤波。如果只需要2 GHz带宽，可以使用3 GHz的IF。此外，AD9371具有软件定义特性，很容易随时改变IF，所以特别适合需要避开阻塞信号的认知无线电应用。AD9371的带宽也可以在8 MHz至100 MHz范围内轻松调整，有利于避免目标信号附近的干扰。

高中频架构的高集成度使得最终的接收机信号链所占空间只有等效超外差架构的50%左右，同时功耗降低30%。另外，高中频架构接收机比超外差架构更为灵活。这种架构是要求小尺寸、高性能的低SWaP市场的福音。

高中频架构接收机频率规划

高中频架构的优点之一是能够调谐IF。当试图创建一个能避开干扰杂散的频率规划时，这种能力特别有用。当接收到的信号在混频器中与LO混频并产生一个非IF频段内目标信号音的m × n杂散时，就会引起干扰杂散。

混频器依据公式m × RF ± n × LO产生输出信号和杂散，其中m和n为整数。接收信号产生的m × n杂散可能落在IF频段中；某些情况下，目标信号音会引起一个特定频率的交越杂散。

例如，若观测一个设计为接收12 GHz至16 GHz信号且IF为5.1 GHz的系统，如图7所示，则引起带内杂散的m × n镜像频率可依据下式确定：

在此式中，RF为混频器输入端的RF频率，其导致一个信号音落在IF中。试举一例，假设接收机调谐到13 GHz，这意味着LO频率为18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz)。将这些值代入上式，并允许m和n在0到3的范围内变动，则可得到如下RF公式：

结果如下表所示。

Table 1. M × N Spurious Table for 18.1 GHz LO

表1.18.1 GHz LO的M × N杂散表

表中的第一行（黄色亮显）显示所需的13 GHz信号，它是混频器中