适用小功率电机驱动系统的MOSFET逆变模块

应用方面的考虑

图4给出了本模块的一个应用示例。在图4(a)和(b) 的模拟中，假设结区温度Tj保持为125℃;该温度为本模块的最大工作结区温度。通过这项模拟，肯定当模块外壳温度控制在100℃并采用空间向量调制 (SVPWM) 时，输出功率可大于Pout=100W，并允许Pd=16W的功率损耗。根据这些信息，我们利用一台130W BLDC电机(正弦反电动势) 和图4(c)所示的电路，对模块的额定功率进行验证实验。实验中采用的散热片有效表面积约为100cm2。采用该散热片后，模块在20kHz SVPWM下可向电机输出150W的功率;热功耗为12W。而此时模块的外壳温度为86℃，MOSFET结区温度为104℃，环境温度27℃。在同样条件下采用图4(d)所示的非连续PWM时，由于有效开关频率降低，模块的功耗可达到8W，而逆变器效率可达到95%。此时，模块的外壳温度为62℃，结区温度为82℃(已考虑电机铁芯的损耗)，逆变器的损耗为整个系统功耗的27%。MOSFET逆变器的另一个优点是图4(e)所示的自举电压(阴极输出电压)。从图4(e)可以看出，电机的工作频率为10Hz。图中画出了自举电压和逆变器输出电流。当电流为正时，自举电压VBS维持在VCC=15V附近，但当电流为负时，VBS就下降到接近10V。这是由于不同电流方向采用不同的充电机制所造成 (参见图5)。当输出电流为正时，电流要么流经高压侧MOSFET，要么流经低压侧体二极管。在这种情况下，当低压侧体二极管导通时，将对自举电容CBS充电 (参见图5(a))。此时，对CBS的充电电压可由公式(2)表示。

其中，VDbs是跨过阴极输出二极管的电压。如果充电电流小，Vchg仅仅提高Vf -VDbs;该差值最多为1V，它反映如图1(b)所示的$低压侧体二极管上的压降。但当输出电流为负时，充电电压将由公式(3)表示。

Vchg = VCC + Rds(on)Io - (RBS + REH) Ichg - VDbs ; ; ; ; ; (3)

这里，Io为输出电流。如果电流是负的，充电电压Vchg将随输出电流大幅下降，这是低压侧MOSFET作为主用开关时MOSFET的正向压降所致。这个自举电压是高压侧MOSFET的栅极驱动电源，且仅在电流为正时有意义。当电流为正时，由于MOSFET的Vf小，自举电压变化不大，因而无需大的自举电容。只需用较小的自举电容就可维持所需的自举电压，这个电压仅在电流为正时用来维持HVIC的待机电流。在过调高速电机运行情况下，高压侧MOSFET在输出频率的半个周期内全导通。例如，若采用单脉冲模式 (或6级阶梯波模式) 的PWM进行调制，输出频率为100Hz，则高压侧MOSFET的导通时间可持续5ms。在此期间，不可能一直对自举电容充电，而自举电容的自举电压随HVIC待机电流的变化可按公式(4)计算。

ΔVBS =Δ tIQBS / CBS ; ; ; (4)

这里，IQBS为HVIC的待机电流，并忽略了CBS本身的漏电流。假设最大待机电流为100mA，CBS为1mF，那么，自举电压在5ms内的变化芕BS也只有0.5V。这意味着，采用1mF的陶瓷电容就足以维持这种MOSFET逆变器在整个运行过程中所需的自举电压。

除了自举电路问题外，采用HVIC还会引起许多别的问题;尤其当VB电平低于地电平时最为显著。在HVIC中，高压侧栅极单元是用p-n结隔离的，而输入信号要通过额定电压为625V的电平漂移MOSFET传输到高压侧单元。为了降低信号传输期间的功耗，将开关信号转换成置位复位脉冲;该脉冲触发对应电平漂移 MOSFET和高压侧单元中的置位复位(SR)闩锁电路。当VS低于 -5V时，电平漂移MOSFET不能传送触发信号到高压侧逻辑电路。而且，若VB小于0V，VB与逻辑地之间的$寄生二极管将会导通;这会产生过量的电流，从而破坏HVIC。在实际应用中，当负载电流非常大，或有冲击电涌噪声施加在VB或VS端时，VB可能在很短时间内被拉到0V以下。除了对HVIC本身造成破坏外，还会使HVIC出现误操作或闩锁现象。当HVIC出现闩锁时，其行为将