基于AD8205型高端电流传感器的PWM电流控制器

3.2.2 工作原理
由图3可知，负载连接在输出端口OUT+和OUT-之间，负载电流由电源VCC经过电感器L1、采样电阻器R15和开关管Q30l(IRF640)提供，二极管D3起续流和箝位作用，采样电阻器R15上的电流完全等于负载上的电流，此电流由AD8205拾取并放大(G=50)。给定电流Ig放大后和由AD8205检测调理后的电压一起送给U3B(LF412)进行比较，U3B构成具有小PID环节的比较器。经过比较后的输出电压再由DWl限幅、C3滤波和R8、R9分压，送到UC3842的电压反馈误差放大器输入端(2脚)，控制UC3842的输出PWM信号(6脚)，从而决定开关管Q30l的通断时间，最终实现对输出电流的控制。
UC3842的8脚、4脚和电阻器R13、电容器C7构成振荡电路，振荡器的频率由R13和C7的值决定，电容器C7由5.0 V的参考电压通过电阻器R13充电至约2.8 V，再由内部电流速放电至1.2 V。在C7放电期间，振荡器产生内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电平，则输出为低电平。尽管R13和C7的多种组合可以产生相同的振荡器频率，但只有一种组合可以得到给定频率下的特定输出静区时间。
电阻器R8、R9、R10和电容C4构成误差放大器补偿电路，用于稳定任何电流模式拓扑，当调节器在工作且负载断开，或在软启动过程开始、引脚1的电压处于最低状态时，保证在输出端不出现驱动脉冲。
最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流(O.5 mA)和到达比较器1.0 V箝位电平所需的输出电压(VOH)，输出开关导通由振荡器开始，当峰值电感电流到达误差放大器输出建立的门限电平时终止。这样，在逐周期基础上误差信号控制电感电流峰值。
电流取样比较器的门限被内部箝位至1.0 V，外部调节以降低其门限。通常在电流波形的前沿可以观察到窄脉冲，当输出较小时，它可能会引起输出不稳定。在电流取样输入端增加R11和C6构成的低通滤波器，使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间，通常可消除不稳定性。
输出串联电阻器R14可衰减由MOSFET输入电容和栅-源电路中的任何串联引线所产生的高频寄生振荡。电阻器R5、二极管Dl、D2及电容器C4构成软启动电路。
图中的U3为LF412型双运算放大器，其中U3A构成同相比例放大器，对给定电流进行调理；U3B、C1、C2和R6构成具有PID特性的比较器，对给定电流和反馈电流进行比较并在上升沿和下降沿进行PID调节，以实现更好的动态特性。电容器C9、C10为电源退耦电路，以加强电路的抗干扰能力。

4 结束语
上述电路结构简单可靠，成本低，经过调试和测试，完全达到精度要求，并已成功应用到流量、压力电磁阀的控制中，效果非常理想。当然，在实际应用时，需要根据控制电流的大小适当选择采样电阻器R15的阻值(AD8205的电压增益固定为50)和设置适当的给定电流放大倍数。在设计PCB板时，要注意UC3842的PWM控制输出尽量靠近Q30l型开关管，采样电阻器R15、电感器Ll、续流二极管D3也尽量靠近Q301放置，布线要根据流通电流的大小选择合适的线宽和过孔的孔径，以提高系统的抗EMI性能和抗干扰能力。在电路中，若负载为纯阻性则必须用电感器L1来平波，若为感性负载和容性负载时则无需电感器L1。
另外，将LF412替换成单电源(如5 V)低漂移高精度双运算放大器，电路结构可进一步简化。还要注意UC3842的工作电源应在16 V~36 V之间，电源电压不要超过65 V。电路的短路保护由UC3842的3引脚输入电压来实现，此引脚的电压超过1 V，则开关管Q301关断，所以需要适当调整AD8205输出端到UC3842的3引脚之间的电压以实现短路保护。