电机控制用小功率稳压电源的设计

由于对输出电压的精度要求小是很高，故反馈电路采用配稳压管的光耦反馈电路。电路利用输出电压的变化引起光耦中LED的电流If的变化来控制TOP224Y的控制极电流Ic，从而调节占空比D，改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。比如，由于某种原冈U0↑，则光耦LED的电流If↑，经光耦传输后，接收管电流Ice↑，故TOP224Y的Ic↑，而Ic与占空比D成反比关系，故D↓，导致U0↓，实现了稳压；反之，U0↓→If↓→ICE↓→Ic↓→D↑→U0↑，同样达到了稳压的作用。

反馈绕组的输出电压经D4、C4整流滤波后，给光耦的接收端提供偏置电压，同时作为另一路+15V电压输出给专用驱动芯片供电，电路中C2是旁路电容，其作用有三个：滤除控制端上的尖峰电压；决定自动重启动频率；与R1构成控制环路的补偿电路。

2.3 高频变压器的设计

由于外围元器件少，所以设计的关键是变压器。单端反激式变压器工作在磁滞回线的第一象限，磁芯同时加有交流和直流，变压器磁芯磁感应强度变化量△B变化很小，为了防止磁芯饱和，一般采用加气隙的方法，这就增加了变压器设计的难度。下面给出设计中变压器参数的计算方法。

本设计反激式变换器采用不连续导通工作方式(DCM)，取最大占空Dmax=0.4，变压器选用锰锌铁氧体R2KB磁芯，其导磁率高达2000μi，饱和磁密BS值为480mT(25℃时)，经计算选用E1-22磁芯，其有效截面积为42m㎡，取△B=O.15T。

2.3.1 计算原边最大电流Ip

式中:Po为输出功率；

η为变换器效率；

Vin(min)为输入最小直流电压；

Dmax为最大占空比。

2.3.2  计算原边电感量Lp

式中：ton为开关管导通时间，ton=DT。

TOP224Y的工作频率为100kHz，所以T=1/f=10μs。

2.3.3计算气隙长度lg

式中：Ac为磁芯的有效截面积(mm2)；

Bm为最大磁感应强度（T）。

2.3.4  计算原、副边及反馈绕组匝数

反馈绕组匝数：NF=NS=16

以上绕组匝数均为取整后的数值。

　　2.3.5  验算磁芯的△B

故前面选择的磁芯是合适的。

2.3.6 导线的选择和变压器绕制

本设计由于原、副边电流均很小且考虑绕制方便，通过计算选用φO.3lmm漆包线绕制变压器。为了减少漏感，变压器绕组应同轴分布，绕线采用夹层(三明治)绕法，即：一半原边绕组52匝(里层)+次级绕组16匝+另一半原边绕组53匝+反馈绕组16匝(外层)。各层间夹绝缘胶带，绕完后最外面再用绝缘胶带包扎，用环氧树脂胶将磁芯和骨架粘接牢靠。

2.4 反馈回路参数确定

为了实现线性调节占空比，控制脚电流IC应在2～6mA之间，而IC是受光耦发光管电流If控制的，由于PC817是线性光耦，二极管正向电流If在3mA左右时，三极管的集射电流Ice在4mA左右，而且集射电压在很宽的范围内线性变化。因此一般取PC817发光管正向电流If为3mA。

本设计反馈电路中D8采用击穿电压为13V的稳压管IN4743。由于光耦PC817中LED的正向压降为Uf≈1.2V，所以

IN4743稳定电流IZ的典型值为20mA，R2支路只能供给大约3mA电流，为此，利用电阻R3提供另一路约17mA的电流，同时作为一部分假负载用于改善轻负载时的稳压性能。所以可求得R3阻值为

3 实验结果及分析

根据以上分析和计算，进行了样机的制作和试验，图4、图5分别为输入电压为160V时+5V和+15 V的输出电压波形，纹波电压小于3%。图6、图7分别给出输入电压在160V和89.5V情况下，输出功率4.5W时TOP224Y漏极电压Ud波形，可以看出，在输入电压大范围变化时，系统跨越断续模式和连续模式两种工作状态，并且测量输出电压稳定。实验结果表明，该电源工作在满载状态时，效率达81％，电压调整率、负载调整率和纹波满足控制电路对电源电压的要求，系统工作稳定。

　　4 结语

无刷直流电机是机电一体化产品，其中控制器是该电机能否正常工作之关键，它决定着电机的电子换向规律、正/反转可逆运行和功率能流的有效调控，因此，控制器用稳压电源的设计也显得尤为重要。本文采用TOPSwitch集成芯片所研制的小功率辅助电源经测试表明，其性能稳定、可靠性高且具有较强的抗干扰能力。